本发明涉及DC/DC变换器领域，具体涉及一种高增益抽头电感型准Z源变换器。
背景技术：
随着能源需求的日益增加以及传统化石能源所引起的环境问题日趋严重，人们开始关注新能源的发展和应用。新能源发电就是应用之一，但在新能源发电系统中，燃料电池和光伏电池的输出电压较低且波动范围大，故通常需要经过升压DC/DC变换器将低压电转换为稳定的高压直流电，然后再经过逆变器并网。然而许多升压DC/DC变换器受到占空比、寄生参数和损耗的限制，无法实现大幅度的升压，如反激变换器，其电压增益为nD/(1-D)，n为变压器匝比，D为占空比，但由于寄生参数的影响，其增益受到限制；又如准Z源变换器，其电压增益为1/(1-2D)，较Boost变换器有了一定的提高，但仍难以满足实际应用的需求。
技术实现要素：
本发明的目的在于克服上述现有技术的不足，提出一种高增益抽头电感型准Z源变换器。
本发明电路中具体包括直流输入电源、匝比为1:n的变压器、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第一电容、第二电容、第一电感、第三电容、第四二极管、第四电容、第二电感、开关管、第五二极管、输出电容和负载。
本发明电路具体的连接方式为：所述的直流输入电源的正极与变压器原边的同名端连接。所述的变压器原边的异名端与变压器副边的同名端和第一二极管的阳极连接。所述的变压器副边的异名端与第二二极管的阳极连接。所述的第二二极管的阴极与第一二极管的阴极、第二电容的一端和第三二极管的阳极连接。所述的第三二极管的阴极与第一电容的一端、第一电感的一端和第三电容的一端连接。所述的第一电感的另外一端与第四二极管的阳极和第四电容的一端连接。所述的第四二极管的阴极与第三电容的另外一端和第二电感的一端连接。所述的第二电感的另外一端与第四电容的另外一端、第二电容的另外一端、开关管的漏极和第五二极管的阳极连接。所述的第五二极管的阴极与输出电容的一端和负载的一端连接。所述的输出电容与负载并联。所述的直流输入电源Vin的负极与第一电容的另外一端、开关管的源极、输出电容的另外一端和负载的另外一端连接。
与现有技术相比，本发明电路具有的优势为：相比于传统的反激变换器(其输出电压为)和准Z源变换器(其输出电压为)等DC/DC变换器，在相同的占空比和输入电压的情况下，具有更高的输出电压，输出电压为在相同的输入电压和输出电压条件下，本发明电路只需要较小的占空比就可以将低等级电压升至高等级的电压，而且输入输出共地、输入电流连续等，因此本发明电路具有很广泛的应用前景。
附图说明
图1为一种高增益抽头电感型准Z源变换器结构图。
图2为一个开关周期主要元件的电压电流波形图。
图3a、图3b为一个开关周期内不同阶段的电路模态图。
图4为实例中本发明的电路、反激变换器和准Z源变换器的增益Vout/Vin随占空比D变化的波形图。
具体实施方式
以下结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述说明，但本发明的实施方式不限于此。需指出的是，以下若有未特别详细说明之过程或参数，均是本领域技术人员可参照现有技术理解或实现的。
本发明的基本拓扑结构和各主要元件电压电流参考方向如图1所示。为了验证方便，电路结构中的器件均视为理想器件。开关管S的驱动信号vGS、第一二极管D1电流iD1、第二二极管D2电流iD2、第三二极管D3电流iD3、第四二极管D4电流iD4、第五二极管D5电流iD5、变压器T的励磁电感Lm电流iLm、第一电感L1电流iL1、第一电容C1电压VC1、第二电容C2电压VC2、第三电容C3电压VC3、第四电容C4电压VC4的波形图如图2所示。
(1)在t0～t1阶段，变换器在此阶段的模态图如图3a所示，开关管S的驱动信号vGS从低电平变为高电平，开关管S导通，第一二极管D1承受正向电压导通，第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4和第五二极管D5承受反向电压截止。直流输入电源Vin与第二电容C2通过第一二极管D1和开关管S同时给变压器T的励磁电感Lm充电，第一电容C1和第四电容C4通过开关管S同时给第一电感L1充电，第一电容C1和第三电容C3通过开关管S同时给第二电感L2充电。此外，输出电容Cout给负载供电。
(2)在t1～t2阶段，变换器在此阶段的模态图如图3b所示，开关管S的驱动信号vGS从高电平变为低电平，开关管S关断，第一二极管D1承受反向电压截止，第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4和第五二极管D5承受正向电压导通。直流输入电源Vin和变压器T的励磁电感Lm通过第二二极管D2和第三二极管D3同时给第一电容C1充电，直流输入电源Vin和变压器T的励磁电感Lm通过第二二极管D2和第五二极管D5同时给第二电容C2、输出电容Cout和负载充电，第一电感L1和第二电感L2通过第三二极管D3同时给第二电容C2、第三电容C3和第四电容C4充电，第一电感L1和第二电感L2通过第四二极管D4和第五二极管D5同时给第一电容C1、输出电容Cout和负载充电。此外，直流输入电源Vin、变压器T的励磁电感Lm、第一电感L1和第二电感L2通过第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4和第五二极管D5同时给输出电容Cout和负载充电。
本发明电路的稳态增益的推导如下。
由于第一电感L1与第二电感L2的电感值相等，第三电容C3与第四电容C4的电容值相等，则第一电感L1与第二电感L2的电压、电流相等，第三电容C3与第四电容C4的电压、电流相等。
由第一电感L1与变压器T的励磁电感Lm的电压在一个开关周期内的平均值为零，可得到下列关系式。
VC2＝2VC3(3)
又当开关管S关断时，输出电压Vout满足下列关系式。
Vout＝VC1+VC2(4)
联立求解式(1)、(2)、(3)、(4)可得到输出电压Vout与直流输入电压Vin的关系。
传统反激变换器与准Z源变换器的稳态增益分别为nD/(1-D)和1/(1-2D)(D为占空比，n为变压器匝比)，当匝比n＝1时，本发明所提电路与反激变换器、准Z源变换器的稳态增益比较图如图4所示，从图4可知，当输入电压为10V时，本发明提出的电路只需占空比为0.25就可以升至100V左右，而另两种变换器则需要较大的占空比。