一种低输入电流谐波的断续模式PFC变换器的制作方法

本发明涉及电力电子变换器领域，尤其是一种低输入电流谐波的断续模式pfc变换器。

背景技术：

功率因数校正(pfc)电路的性能与拓扑、控制方式和电路的工作模式密切相关。如何降低输入电流谐波是pfc设计的一个重要指标。在众多电力电子拓扑中，boost变换器因其拓扑结构简单、变换效率高、控制策略易实现等优点，被广泛用作pfc电路。

boost变换器根据电感电流是否连续可分为连续导通模式(ccm)、临界连续导通模式(crm)和断续导通模式(dcm)三种。根据dcm设计的boostpfc变换器的电感电流在全工频周期内都会工作在断续模式；然而，根据ccm模式设计的pfc变换器当负载减小到一定程度时，电感电流也会完全工作在dcm模式。通常情况下，分析boost变换器时，均认为各元器件是理想的；而实际电路中，由于boost电路非理想特性的影响，电感电流在断续模式第三模态阶段，电路中电感会和开关管及续流二极管上的寄生电容发生谐振，产生谐振电流，造成输入电流谐波含量增加。当电路寄生参数较大时，输入电流畸变严重，总谐波畸变率(thd)很高。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种低输入电流谐波的断续模式pfc变换器。

实现本发明目的的技术方案为：一种低输入电流谐波的断续模式pfc变换器，由主功率电路和控制电路组成；

所述主功率电路包括ac电压源、整流桥电路、boost电路、谐振抑制电路和负载；其中ac电压源的输出接整流桥电路的输入，交流电压经整流桥后变成正弦半波，作为boost电路的输入，谐振抑制电路串接在boost电路的升压电感和开关管之间，用于抑制断续模式下电路寄生参数谐振，负载并联在boost电路输出电容的两端；

所述控制电路包括电压环模块、输入电压前馈模块和占空比生成模块；其中从boost电路采样得到的输出电压信号经过电压环模块得到误差放大信号，从boost电路采样得到的输入电压信号经过输入电压前馈模块得到前馈信号，误差放大信号和前馈信号经过占空比生成模块输出得到boost电路的开关管所需要的占空比信号。

与现有技术相比，本发明具有以下显著优点：

(1)本发明克服了工作在断续模式的pfc变换器的寄生参数对输入电流谐波的影响，可实现接近于零的输入电流thd；

(2)与传统rc/rcd谐振抑制电路相比，本发明的二极管谐振抑制电路可以减小电路损耗，提高变换器效率；

(3)本发明采用串联谐振抑制二极管的方法抑制boost寄生参数谐振，降低了变换器对开关管和续流二极管寄生参数的要求，节省了器件成本；

(4)dcm算法采用变化的占空比控制方法，可以在宽输入电压范围内实现接近于1的功率因数。

附图说明

图1为本发明低输入电流谐波的断续模式pfc变换器结构框图。

图2为boostpfc变换器主功率电路拓扑图。

图3为半个工频周期内电感电流平均值和峰值包络波形图。

图4为考虑寄生参数后的boostpfc电路等效模型图。

图5为一个开关周期内受寄生参数影响的理论电感电流波形图。

图6为开关周期初始时刻谐振电感电流随影响因子变化曲线图。

图7为具有rc/rcd吸收电路的谐振阶段等效电路图。

图8为具有谐振抑制二极管电路的谐振阶段等效电路图。

图9为串联谐振抑制二极管前后相同开关周期内谐振电感电流理论波形图。

图10为串联不同结电容的谐振抑制二极管对输入电流总谐波畸变率的影响图。

图11为不同谐振抑制电路随负载功率变化的理论损耗曲线图。

具体实施方式

结合图1，本发明的一种低输入电流谐波的断续模式pfc变换器，由主功率电路1和控制电路2组成；

所述主功率电路1包括ac电压源3、整流桥电路4、boost电路5、谐振抑制电路6和负载7；其中ac电压源3的输出接整流桥电路4的输入，交流电压经整流桥后变成正弦半波，作为boost电路5的输入，谐振抑制电路6串接在boost电路5的升压电感和开关管之间，用于抑制断续模式下电路寄生参数谐振，负载7并联在boost电路5输出电容的两端；

所述控制电路2包括电压环模块8、输入电压前馈模块9和占空比生成模块10；其中从boost电路5采样得到的输出电压信号经过电压环模块8得到误差放大信号，从boost电路5采样得到的输入电压信号经过输入电压前馈模块9得到前馈信号，误差放大信号和前馈信号经过占空比生成模块10输出得到boost电路5的开关管所需要的占空比信号。

进一步的，所述整流桥电路4包括第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3和第四二极管d4，所述boost电路5包括输入电容cin、升压电感l、开关管mosfet、续流二极管d和输出电容co，所述谐振抑制电路6由谐振抑制二极管dl组成，所述负载7由电阻负载rl组成；

ac电压源3的一端接第一二极管d1的阳极，ac电压源3的另一端接第二二极管d2的阳极；第一二极管d1的阳极与第三二极管d3的阴极相连，第二二极管d2的阳极与第四二极管d4的阴极相连，第一二极管d1和第二二极管d2阴极相连，第三二极管d3和第四二极管d4的阳极相连；输入电容cin的一端与第一二极管d1、第二二极管d2的阴极相连接，另一端与第三二极管d3和第四二极管d4的阳极相连接；升压电感l的一端与第一二极管d1、第二二极管d2的阴极连接，升压电感l的另一端与谐振抑制二极管dl的阳极相连接，谐振抑制二极管dl的阴极与续流二极管d的阳极以及开关管mosfet的漏极相连接；开关管mosfet的源极与第三二极管d3和第四二极管d4的阳极以及输出电容co的负极相连接；续流二极管d的阴极与输出电容co的正极相连接；输出电容co的负极接地；电阻负载rl并联在输出电容co的两端。

进一步的，所述电压环模块8包括第一电压误差计算器和电压误差调节器，第一电压误差计算器用于将输出电压参考信号与采样得到的输出电压信号作求差运算，将差值信号发送给电压误差调节器；电压误差调节器用于根据差值信号产生误差放大信号。

进一步的，所述输入电压前馈模块9包括第二电压误差计算器和除法器，第二电压误差计算器用于将输出电压参考信号与采样得到的输入电压信号作求差运算，将差值信号发送给除法器；除法器用于将差值信号与输出电压参考信号作除法运算，得到前馈信号。

进一步的，所述占空比生成模块10包括乘法器和开根方计算器，乘法器用于将误差放大信号和前馈信号作乘法运算，将乘积信号发送给开根方计算器；开根方计算器用于将乘积信号作开根方运算，得到占空比信号。

下面结合具体实施例对本发明做进一步说明。

实施例

结合图1，本实施例的低输入电流谐波的断续模式pfc变换器由主功率电路1和控制电路2组成；

(一)主功率电路拓扑结构

主功率电路1包括ac电压源3、整流桥电路4、boost电路5、谐振抑制电路6和负载7；

图2是boostpfc变换器主功率电路的拓扑图，主电路拓扑为boost电路，其中，ac电压源为3kva调压器，整流桥电路型号为kbj1510，输入电容cin为cbb电容，630v/474nf，升压电感l为ee铁氧体磁芯，谐振抑制二极管dl为sic二极管idh05s60c，开关管mosfet为2*ipp60r190c6，续流二极管d为sic二极管idh05s60c，输出滤波电容co为电解电容，450v/1000uf，电阻负载rl为电子负载it8814b。

(二)断续模式pfc变换器控制方法

为了分析方便，先作如下假设：(a)所有器件都是理想的；(b)输出电容足够大，保证直流母线电压vo恒定；(c)开关频率远大于输入电压频率，即一个开关周期内输入电压是常数。

令整流桥后输入电压的表达式为

vg(t)＝vm|sinωt|(1)

式中，vm为输入交流电压的幅值，ω为输入角频率；

断续模式下，电感两端在每个开关周期内满足伏秒平衡原理，可得

其中dy和d2分别为一个开关周期内开关管的导通占空比和关断占空比；

一个开关周期内的电感电流的峰值il_pk为

式中ts为开关周期，l为升压电感值；

由式(2)和式(3)，可得dcm一个开关周期内电感电流的平均值il_avg为

由式(3)可知，断续模式下，假设占空比在半个工频周期内为定值，则电感电流峰值包络为正弦；然而，根据式(4)，此时电感电流平均值受干扰因子kd的影响，该干扰因子为

该干扰因子与输入电压的瞬时值有关，在半个工频周期内是时刻变化的，造成电感电流平均值畸变，从而输入电流畸变。

为了消除干扰因子对输入电流的影响，假设输入电流为正弦，即

iin(t)＝il_avg(t)＝ipk|sinωt|(6)

其中ipk为正弦参考电流的幅值；

将式(6)代入式(4)可得断续模式下使输入电流为正弦的变占空比表达式：

将式(6)代入到(3)可得变占空比控制下的电感电流峰值包络为

根据式(6)和式(8)，得到变占空比控制的电感电流平均值和峰值包络波形，如图3所示。从图中可以看出，尽管电感电流峰值包络已经为马鞍波，但是其平均值为正弦，理论上可实现单位功率因数。

断续模式pfc变换器的控制方法通过dsp数字实现，需要对式(7)的占空比表达式进行一定的转化处理。由式(6)可知，ipksinωt为正弦参考电流，其幅值可由电压环的输出得到，其正弦度可由输入电压的采样值得到，则正弦参考电流iref表示为

iref(t)＝ipk|sinωt|＝kvpivg(t)(9)

其中，k为参考电流调整系数，vpi为电压环的输出；

将式(9)代入式(7)，得到断续模式下用于数字实现的变化的占空比表达式

实际工作条件下，输出电压是有一定纹波的，为了防止把输出电压的扰动引入到占空比中，将输出电压的采样量用输出电压参考值vref代替；则式(9)可以表达为

式(11)中，l、ts、vref和k为已知常量，vg由采样电路和ad转换得到。为了得到电路所需要的占空比dy，还需要对式(11)的表达式进行数字计算，包括电压环计算、输入电压前馈表达式计算和占空比生成计算。

(三)断续模式寄生参数谐振对输入电流谐波的影响

工作在断续模式的pfc变换器主要有两种情况：

1)根据dcm设计的boostpfc变换器的电感电流在全工频周期内工作在断续模式；

2)根据ccm模式设计的pfc变换器当负载减小到一定程度时，电感电流完全工作在dcm模式。

无论是上述哪种情况，boostpfc变换器工作在断续模式下，由于电路寄生参数的作用，均会在断续模式第三模态阶段发生谐振，产生谐振电流，从而对输入电流谐波产生影响。

ccmboostpfc变换器工作于dcm时，电路寄生参数对输入电流畸变的影响相当严重，因此不容忽略。图4为典型的考虑寄生参数后的boostpfc电路模型。mosfet的输出电容coss在其寄生电容中影响最大，故其等效为与coss和寄生二极管的并联；二极管等效为结电容cd与二极管的并联；boost电路的升压电感l远大于电路中的寄生电感，电路中的寄生电感忽略不计；boost电感的磁损和铜损等效为寄生电阻rs；cin和co的容量远大于寄生电容，可视为恒定电压源，忽略其对谐振的影响。

断续模式下，由于第三模态阶段开关管和功率二极管均处于关断状态，此时在电路寄生参数的作用下，开关管和功率二极管上的寄生电容将与升压电感发生谐振，电感电流呈现非线性变化。谐振电流的幅值和周期表达式可以表示为式(12)和式(13)。

其中，cn为等效寄生电容，其值等于mos和功率二极管寄生电容之和，即

cn＝cd+coss(14)

可以知道，其值与vg、l和cn有关，而在半个工频周期内，vg瞬时值是时刻变化的，且l和cn也是非线性的，故在不同开关周期的初始时刻，谐振电流值具有不确定性，一个开关周期内受寄生参数影响的理论电感电流波形如图5所示。

当开关管开通时，若谐振电流等于0，假设此时dcm控制算法占空比输出为理论计算值，则由式(4)可知，此时平均电流不受谐振电流影响，如图5的实线所示；若谐振电流大于或者小于0，即开关管开通时刻电感电流不为零，假设此时dcm控制算法占空比输出为理想值，则实际占空比变为(dy±δd)，δd为占空比的扰动量，与理论值存在误差，如图5的虚线所示，从而式(4)变为

可知，电感电流平均值与占空比之间为非线性关系，较小的占空比误差也会使平均电流有较大变化，因此实际平均电流会因为寄生参数谐振所产生的谐振电流的影响呈现非线性变化，从而造成输入电流不规则畸变。

(四)抑制断续模式寄生参数谐振的解决办法

开关周期初始时刻谐振电感电流的大小是影响输入电流畸变的主要原因。针对这个原因，需要对谐振电流表达式中各个影响因子进行分析来找到减小寄生参数对输入电流畸变的影响的方法。谐振阶段电感电流为

假设输出电压恒定，输入电压为额定值，电感为boostpfc变换器根据ccm设计的值，因此，谐振电感电流在固定开关周期初始时刻的大小与cn、rs以及谐振衰减时间td三个影响因子有关。假设cn以及谐振衰减时间td不变，考虑到不同开关周期谐振时间不同，取t＝π/4时所对应的开关周期进行分析，则由式(13)可得下个开关周期初始时刻谐振电流随等效寄生电阻rs变化的曲线如图6(a)所示，相关计算参数为：输入交流电压有效值vin_rms为220v，频率为50hz，输出电压vo为400v，输出功率po为76w，开关频率fs为100khz，boost升压电感l为560uh，电感等效寄生电阻rs为4ω，输入滤波电容cin为0.33uf，输出滤波电容co为980uf。

同理可以得到下个开关周期初始时刻谐振电感电流分别随谐振衰减时间td变化和等效寄生电容cn变化的曲线，如图6(b)和6(c)所示。

根据图6可以看出，相同开关周期内，谐振电流衰减最后时刻的幅值大小与等效寄生电阻成反比；谐振衰减时间越短，等效寄生电容越大，则开关周期初始时刻谐振电流幅值变大的可能性越大，对输入电流造成畸变的影响越大。因此，减小寄生参数对输入电流畸变的影响主要有三种解决思路：

a)增大等效寄生电阻

常用的谐振抑制方法是在mos管的漏源极之间并联rc或rcd吸收电路，其谐振阶段等效电路如图7所示，其中rr为吸收电路的电阻，cr为吸收电路的电容，dr为吸收电路的二极管，由于谐振回路自身等效电阻较小，通过在谐振回路增加吸收电路，可以使谐振电流在一个或几个谐振周期内迅速衰减，从而在下次开关管开通之前电流接近于零。大多数的硬件谐振抑制电路均是通过增加谐振回路阻尼的方法加快谐振电流衰减，但缺点是会产生较大损耗，影响变换器效率。

b)增加谐振衰减时间

变换器工作在定频模式下，当输入电压有效值和输出功率确定后，电感电流在半个工频周期内各个开关周期中的谐振衰减时间确定。因此，为延长谐振衰减时间，当ccmpfc变换器工作在dcm时，变换器控制算法可采用降低开关频率的方式来增加谐振衰减时间，从而减小谐振对输入电流畸变的影响。

c)减小等效寄生电容

实际电路中，为减小寄生电容来减小断续模式下寄生参数的影响，在设计ccmboost变换器时应选择寄生电容尽可能小的开关管和功率二极管。但是，受功率器件自身的限制，开关管和功率二极管结电容之和最少也在150pf左右，且与相同额定参数的器件相比价格更高。

(五)低输入电流谐波的谐振抑制电路

由电容等效特性可知，若在升压电感之后正向串联一个结电容为cdl的功率二极管，则在断续模式下第三模态谐振阶段，谐振回路等效寄生电容为

假如该串联二极管的结电容足够小，则c'n小于的cdl，从而谐振电流的表达式变为

具有串联二极管电路的谐振阶段等效电路如图8所示。由于功率二极管的结电容可以达到很小，根据图6(c)可知，当变换器处于谐振阶段时，该方法可以显著降低下个开关周期初始时刻谐振电流幅值，从而减小对输入电流畸变的影响。取t＝π/4处所对应的开关周期为例，串联二极管前后相同开关周期内谐振电感电流理论波形如图9所示。

谐振抑制电路优点有：

(1)输入电流谐波的减小

串联二极管前后输入电流总谐波畸变率的变化量δthdi计算为

其中，i为总输入电流有效值，i1为输入电流基波有效值。由式(11)，可以计算得到串联不同结电容的二极管时输入电流总谐波畸变率的变化量，如图10所示。可以看出，串联二极管的寄生电容越小，对thdi的改善越大，当串联二极管的寄生电容为10pf时，thdi可以降低7.9％，输入电流总谐波畸变率从9.97％降为1.99％，接近于零。

(2)效率的提高

串联二极管的损耗包括通态损耗和开关损耗。其开关损耗主要由反向恢复损耗决定，由于电感电流工作在断续模式，不存在反向恢复问题，因此串联二极管的开关损耗可忽略不计。

当开关管导通和续流二极管导通时，串联二极管在均处于导通状态，此时该二极管会产生附加导通损耗；当在第三模态阶段，串联二极管不导通，只有其结电容参与能量传递，并不消耗能量，因此断续模式下串联二极管的通态平均损耗可以计算为

其中vf为串联二极管的导通压降，tline为工频周期，il_av为电感电流平均值。流过串联二极管电流的平均值为

由式(7)(20)(21)，可以得到串联二极管所产生的通态平均损耗

采用rc吸收电路所产生的损耗为

ps_rc＝fscnvo²(23)

fs为开关频率；

rcd吸收电路所产生的损耗约为rc吸收电路的一半，rc/rcd参数按照临界阻尼以下选取。相同电路条件下，不同谐振抑制电路随负载功率变化所产生的理论损耗曲线如图11所示。由图11可以看出，同等负载功率下，串联二极管所产生的损耗要远小于rc/rcd吸收电路的损耗，因此该方法在改善输入电流畸变的同时，还可以减小对变换器效率的牺牲。