本发明涉及一种可自适应优化输入电流THD的高频CRMBoostPFC变换器，属于功率变换技术范围，特别是涉及高质量AC-DC功率变换与高频功率变换
技术领域：
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背景技术：
：电力电子装置在整流场合的广泛应用，导致电网电流的谐波含量大幅增加并严重危害电网的正常稳定运行。谐波电流的主要危害如下：在输电线路阻抗上产生压降，导致电网电压波形的非“正弦”化；易干扰邻近用电设备的正常工作，引起电子设备、仪器仪表以及线路保护装置等的误测量、误动作；增加电网线路的附加损耗和温升等。近年来电力电子装置引起的谐波污染问题引起日益广泛的关注。为降低电力电子装置引起的谐波污染、改善电网的电能质量，国际电工委员会颁布及修订了IEC61000-3-2，IEC555-2等谐波标准，对各类用电设备所需达到的谐波标准进行了统一明确的规定。功率因数校正(PowerFactorCorrection,PFC)技术可提高负载侧功率因数、降低输入谐波电流，已经成为各类用电设备为达到相关谐波标准所必需的技术手段。采用PFC技术的整流装置称为PFC变换器。PFC变换器可分为无源PFC变换器与有源PFC变换器两种。无源PFC变换器采用电感、电容等被动元件滤除谐波电流，实现简单、成本低，但装置体积大、重量重，对输入谐波电流的抑制效果有限；有源PFC变换器可实现对输入电流波形的正弦化控制、并使其与输入电压相位相同，装置体积小、重量轻、对输入谐波电流的抑制效果优异。随着对用电设备低谐波性能的要求日益提高，有源PFC变换器被广泛应用。单相升压型(Boost)PFC变换器具有输入电流纹波小、对传导型电磁干扰的抑制能力强、驱动设计简单等优点，成为单相PFC变换器的主要拓扑。单相BoostPFC变换器的主电路由EMI滤波器、整流桥、输入电容、升压电感、开关管、二极管、输出电容等组成。追求高功率密度是新一代有源PFC变换器的发展趋势，提高效率与提高开关频率是其实现高功率密度不可缺少的技术手段。临界连续模式(CriticalContinuousMode,CRM)BoostPFC变换器已成为中小功率场合BoostPFC变换器向高效、高频与高功率密度方向发展的潜力对象，其主要优势有：1.可实现功率器件的软开关，包括主开关管的零电压开通或谷底开通与二极管的零电流关断，器件开关损耗低、温升小、效率高；2.采用恒定导通时间的控制方式(开关管的导通时间在二倍工频周期内保持恒定)，且仅需电压外环控制，设计简单、易于实现、成本低。CRMBoostPFC变换器中功率器件软开关的实现得益于主电路中升压电感和功率器件寄生电容(包括开关管的输出结电容与二极管的等效并联电容等)之间的谐振过程。但在软开关谐振过程中，升压电感的电流会反向流入整流桥后侧的输入电容，使得开关周期时长增加、电感电流正向幅值降低，因此升压电感的电流平均值不能跟踪正弦的输入电压，致使输入电流过零畸变、输入电流总谐波畸变含量(TotalHarmonicsDistortion,THD)增加。随着CRMBoostPFC变换器开关频率提高，开关周期时长减小，升压电感电流反向流动的负面影响更加凸显，软开关谐振过程导致输入电流发生更加明显的过零畸变，输入电流THD将显著增加，不能达到相关谐波标准的要求，从而限制了高频CRMBoostPFC变换器的应用。为改善CRMBoostPFC变换器输入电流的THD性能，变化导通时间的控制方式(开关管的导通时间在二倍工频周期内跟随输入电压同步变化)被采用，从而增加开关周期内升压电感电流的正向幅值，补偿因软开关谐振过程降低的升压电感电流平均值，使变换器的输入电流在工频周期内正弦化。在变化导通时间控制方式中，导通时间的变化规律与输入电压和负载条件(或输出功率)同时相关。对于CRMBoostPFC变换器，变化导通时间的控制可通过模拟方式或数字方式予以实现。基于模拟方式的CRMBoostPFC控制芯片通过实时采样输入电压的瞬态幅值，并在输入电压过零附近额外增加导通时间，从而实现变化导通时间的控制。模拟方式设计简单，易于实现；但无法适用于在宽输入电压、宽负载条件下工作的高频CRMBoostPFC变换器，原因如下：1.额外增加的导通时间仅跟随输入电压的瞬时值同步变化，未与输出功率建立关系，因此不能实现最优的变化导通时间控制，在不同输出功率下对输入电流THD性能的改善作用效果迥异甚至不能兼顾；2.额外增加导通时间的获取缺乏精确的定量计算，仅能在变换器工作条件范围内某一特定输入电压与某一特定输出功率下实现较优的输入电流THD性能，因此控制电路的元件参数需对工作条件范围内不同工作条件下(不同的输入电压和不同的输出功率)输入电流THD性能进行对比测试后进行折中选取，增加了设计周期和复杂度；3.实际所需的变化导通时间与变换器的开关频率紧密相关，现有的商用模拟控制芯片所能额外增加的导通时间仅适于有限的开关频率范围，大多在30kHz～200kHz，无法满足更高开关频率的应用需求。基于数字方式，可同时兼顾输入电压和输出功率对变化导通时间的影响，通过精确的定量计算获取所需的变化导通时间，从而实现较优的输入电流THD性能。基于数字方式的变化导通时间控制可通过实时计算与查表两种方式实现。实时计算方式通过实时采样CRMBoostPFC变换器的输入电压与输出功率瞬态值，由数字控制器的运算处理单元计算得到对应时刻所需的导通时间。实时计算方式理论上可实现变化导通时间在变换器工作条件范围内任意输入电压与任意输出功率下的自适应调节。但是数字控制器的实时计算涉及开方、除法、乘法等长耗时的复杂运算；同时周期性的计算频率以及检测频率(为确定开关管的开通时刻，需对开关管的漏源极电压进行过零检测或谷底检测)与变换器的开关频率同步，因此实时计算方式对数字控制器的数据处理能力与运算速度有很高的要求。随着CRMBoostPFC变换器开关频率的提高，实时计算方式存在如下问题：1.数字控制器的成本及功耗将显著增加；2.现有的数字控制器运算速度存在上限，因此无法同时兼顾导通时间的计算速度与控制精度；3.现有的数字控制器对高频周期性信号的检测能力有限。因此基于实时计算的数字方式难以满足CRMBoostPFC变换器高频化的发展需求。查表方式根据CRMBoostPFC变换器主电路的元件参数和特定工作条件(包括特定的输入电压和特定的输出功率)计算得到对应工作条件下二倍工频周期内若干时刻的导通时间(选取的若干时刻应合理分布在二倍工频周期内)；对若干时刻的导通时间进行曲线拟合，得到导通时间在二倍工频周期内的变化曲线，即变化导通时间曲线；将变化导通时间曲线的数值信息提前存储在数字控制器的数据存储单元中，构成对应工作条件下的变化导通时间数据表；CRMBoostPFC变换器工作时由数字控制器实时查询变化导通时间数据表，读取对应时刻的导通时间，进而对主开关的导通时间进行控制。数据存储单元中存储的某一变化导通时间数据表仅适用于对应的特定工作条件。当CRMBoostPFC变换器工作在不同输入电压和不同输出功率条件下，需要提前计算并存储若干张不同的变化导通时间数据表，即需提前进行大量的数学计算并耗用大量的数据存储空间；同时需要采样输入电压与输出功率，进而确定所需读取的变化导通时间数据表。但是查表方式存在如下缺陷：1.考虑实际存储的变化导通时间数据表的有限性，变化导通时间在工作条件范围内任意输入电压和任意输出功率条件下的自适应调节能力有限，输入电流的THD的控制精度将受到系统成本的制约；2.需采样变换器的输出电流用于计算输出功率，增加了系统成本和实现复杂度。因此基于查表的数字方式难以满足高频CRMBoostPFC变换器在宽输入电压和宽负载场合的应用需求。在宽输入电压和宽负载的应用场合下，如何实现高频CRMBoostPFC变换器自适应地优化输入电流THD性能并有效降低系统成本，已经成为新一代PFC变换器在高频、高功率密度方向发展中的一大挑战。技术实现要素：本发明的目的是改善传统CRMBoostPFC变换器在高频化进程中所暴露出的明显的输入电流过零畸变与恶劣的输入电流THD性能。为克服上述现有应用于高频CRMBoostPFC变换器的变化导通时间控制方式的诸多不足，提出一种基于模拟、数字结合控制方式的高频CRMBoostPFC变换器，无须输出功率检测，即可实现高频CRMBoostPFC变换器在工作条件范围内不同输入电压与不同输出功率条件下自适应地优化输入电流THD，同时显著降低系统成本与实现复杂度。本发明提供了一种可自适应优化输入电流THD的高频CRMBoostPFC变换器。本发明通过以下方案实施：一种对高频CRMBoostPFC变换器进行变化导通时间控制所需的变化导通时间曲线(用于数字查表方式)的定量计算方法，利用该计算方法所计算出的变化导通时间曲线可显著降低高频CRMBoostPFC变换器输入电流的THD，实现输入电流THD的最优化。所采用的变化导通时间曲线的定量计算方法，是基于CRMBoostPFC变换器中升压电感的平均电流与输入电流相等的原则，并考虑了开关周期内电路的软开关谐振过程对升压电感电荷充放电的影响。CRMBoostPFC变换器的工作条件范围一般为：90V～265V有效值交流输入、47Hz～63Hz线路频率、空载～满载变载工作(可连续输出零至额定值之间的任意功率，输出功率额定值根据实际的应用需求确定)。CRMBoostPFC变换器在某一工作条件(输入电压有效值为Vin_rms、输出功率为Po、线路频率为fline、变换器的工作效率为η，其中可假定变换器的工作效率，例如：η＝100％)，所需的可实现变换器输入电流THD最优化的变化导通时间曲线的精确计算通过以下步骤实施：1)计算对应工作条件下变换器输入电流的理想波形Iin_expected(t)：2)在对应工作条件下的二倍工频周期内取定某时刻ts作为导通时间的计算时刻，对ts时刻附近的升压电感的电荷充放电过程进行模态分析，所进行模态分析应包含如下两个谐振过程：a).开关管关断后升压电感与功率器件寄生电容之间的正向谐振过程；b).开关管开通前升压电感和功率器件寄生电容之间的反向谐振过程。上述两个谐振过程中，功率器件寄生电容包括开关管的输出结电容Coss和二极管的等效并联电容Cdp。基于对升压电感的电荷充放电模态分析，取定某导通时间初值为Ton’；对升压电感电流在ts时刻附近的开关周期Ts内进行积分，得到ts时刻附近的开关周期Ts内升压电感的充电总电荷Qtotal，进一步计算得到在ts时刻附近的开关周期Ts内升压电感电流平均值的表达式ILavg(ts，Ton’)：当所选取的导通时间初值Ton’不能使ILavg(ts，Ton’)有实数解时，应该适当增加导通时间初值，直至ILavg(ts，Ton’)有实数解。3)通过多次迭代计算与修正，得到ts时刻的导通时间终值Ton(ts)，使ts时刻附近的开关周期Ts内升压电感电流平均值ILavg(ts，Ton)与ts时刻理想的输入电流值Iin_expected(ts)相等，即：ILavg(ts,Ton(ts))＝Iin_expected(ts)(3)4)重复步骤2)-3)，可计算得到对应工作条件下二倍工频周期内若干其他时刻tx的导通时间Ton(tx)。通过在二倍工频周期内合理选择计算时刻的数量和位置，并计算得到对应时刻的导通时间，按照时间先后顺序对上述计算时刻的导通时间在二倍工频周期内进行曲线拟合，得到对应工作条件下导通时间在二倍工频周期内的变化曲线，即变化导通时间曲线Ton(t)。为保证变化导通时间曲线Ton(t)的精度，可在输入电压过零的附近适当增加计算时刻的数量。一种高频CRMBoostPFC变换器，它由BoostPFC变换器主电路和控制电路构成，其特征在于：控制电路采用模拟与数字的组合控制方式，其模拟控制电路包括输出电压采样电路、输入电压有效值采样电路、输入电压过零检测电路、升压电感电流过零检测电路、开关管关断信号产生电路和开关管驱动信号产生电路；数字控制电路为调制波信号产生电路。1)所述BoostPFC变换器主电路由EMI滤波器、整流桥、输入电容、升压电感、开关管及其驱动电路、二极管、输出电容顺次级联构成。其中，开关管的驱动电路采用适用于MHz高频工作条件下的低侧超快MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)集成驱动芯片。2)所述输出电压采样电路输入端连接BoostPFC变换器的输出母线与功率地，从而采样BoostPFC变换器的输出母线电压，并将经过比例变换1/Ko的采样值(1/Ko是输出电压采样电路的采样系数，Ko为变换器输出母线电压与内部基准电压Vref之间的比值，内部基准电压Vref一般取1～3V，例如：变换器母线电压为400V，内部基准电压为2.5V，对应Ko＝400V/2.5V)送入调制波信号产生电路的数字控制器中进行模拟/数字转换。所述输出电压采样电路由对功率地的电阻分压网络与同相跟随器构成。根据输出电压的采样系数1/Ko，合理设置上、下分压电阻的阻值。为滤除输出电压采样信号中的高频噪声，分压电阻的下电阻可选择性地并联小容值电容(容值一般不高于1nF)。3)所述输入电压有效值采样电路输入端连接BoostPFC变换器中整流桥后侧的输入电容的正端与负端，从而采样BoostPFC变换器的输入电压，并将经过比例变换1/Ki的采样值(1/Ki是输入电压有效值采样电路的采样系数，Ki应大于变换器工作条件范围内输入电压峰值与数字控制器引脚所能承受最高输入电压之间的比值，例如：变换器输入电压范围为90VAC～265VAC，数字控制器引脚所能承受最高输入电压为3.3V，对应Ki>265V×1.414/3.3V＝114，考虑一定裕量可取Ki＝125)送入调制波信号产生电路的数字控制器中进行模拟/数字转换。所述输入电压有效值采样电路由运算放大器及其外围电阻电容组成的整流滤波电路和比例运算电路构成。整流滤波电路对整流桥后侧的输入电压进行采样并滤波得交流输入电压的平均值；后经过比例运算电路实现比例放大得到对应交流输入电压的有效值。根据整流滤波电路的直流增益和比例放大电路的比例系数(直流增益与比例系数的乘积应等于1/Ki)，合理设置其外围电阻电容参数。所述输入电压有效值采样电路也可直接采用专用的真有效值-直流转换芯片,并设定其增益系数为1/Ki。4)所述输入电压过零检测电路输入端连接BoostPFC变换器中EMI滤波器后侧的输入线路的火线和零线，从而产生与交流输入电压同频同相的方波信号，并将产生的方波信号送入调制波信号产生电路的数字控制器中的触发信号捕获单元。所述输入电压过零检测电路由对功率地的电阻分压网络、运算放大器、直流基准、比较器以及外围电阻电容构成。电阻分压网络采样电网的火线、零线电压压差并进行比例变换；两线路电压压差的采样值分别进入差动放大器的反相端和同相端，同时直流基准叠加进入差动放大器的同相端；差动放大器的输出信号送入其后比较器，和直流基准进行比较得到与电网输入电压同频同相的方波信号。所述输入电压过零检测电路也可采用电压霍尔检测元件直接检测火线、零线两线路电压，代替上述中对功率地的电阻分压网络。5)所述升压电感电流过零检测电路输入端连接与BoostPFC变换器中升压电感相耦合的辅助绕组，其输出信号送入开关管驱动信号产生电路和开关管关断信号产生电路。所述升压电感电流过零检测电路由辅助绕组和迟滞比较器构成。辅助绕组与BoostPFC变换器中的升压电感相耦合，设置辅助绕组和升压电感的同名端位置与匝比，使辅助绕组的输出信号跟随开关管的漏源极电压同步变化并满足后级迟滞比较器输入电压范围的要求；辅助绕组的采样信号经过电阻-电容延时环节送入迟滞比较器，与迟滞电平比较后输出开关管开通的触发信号；合理设置迟滞比较器的上、下比较电平以及延时环节的电阻电容参数，可实现开关管的谷底开通或零电压开通。6)所述调制波信号产生电路由数字控制器和外围的数字/模拟转换器构成，数字控制器包括模拟/数字转换器、运算处理单元、数据存储单元和触发信号捕获单元等硬件模块。数字控制器接收输出电压采样电路、输入电压有效值采样电路、输入电压过零检测电路的输出信号，并产生进行变化导通时间控制所需的控制信息，经数字/模拟转换器转换后产生调制波信号，并被送入开关管关断信号产生电路。所述数字控制器中的模拟/数字转换器也可采用独立外置的模拟/数字转换器，并将其与数字控制器相应接口连接。7)所述开关管关断信号产生电路由锯齿波产生电路和比较器构成。锯齿波产生电路将产生的锯齿波送入比较器同相端，调制波信号产生电路将输出的调制波信号送入比较器反相端；两信号经比较器比较后输出开关管关断的触发信号，并被送入开关管驱动信号产生电路。8)所述开关管驱动信号产生电路由RS触发器和定时器信号触发电路构成。开关管的开通触发信号和关断触发信号分别进入RS触发器的S(Set)、R(Reset)端口，RS触发器输出开关管的驱动信号，并被送入BoostPFC变换器主电路中开关管的驱动电路；定时器信号触发电路与RS触发器相并联(连接RS触发器的输出端与S(Set)端口)，当其检测到RS触发器在固定时长(根据实际需要设定)内未动作(例如变换器开机工作或者故障重启时)，对RS触发器进行触发动作，用于CRMBoostPFC变换器的开机启动以及故障恢复后重启。对所述高频CRMBoostPFC变换器的工作原理，可作如下描述：1)BoostPFC变换器接入交流电网(电压有效值范围为90VAC～260VAC、线路频率范围为47Hz～63Hz)后，其外围控制电路首先启动工作；当定时器信号触发电路检测到RS触发器无动作时间超过定时时长(根据实际需要设定，可取200μs)后，输出启动触发信号触发RS触发器动作，从而产生第一个开关管的驱动信号，并经驱动电路驱动开关管，使CRMBoostPFC变换器进行首次开关动作；此后升压电感电流过零检测电路正常工作，产生持续性的开通触发信号，CRMBoostPFC变换器正常工作。2)升压电感电流过零检测电路中的辅助绕组采样升压电感的端电压并进行匝比变换，则辅助绕组的输出信号跟随开关管的漏源极电压同步变化。辅助绕组输出信号送入迟滞比较器进行比较，当其低于迟滞比较器的下比较电平时迟滞比较器输出高电平，产生开关管的开通信号，实现开关管的零电压开通或者谷底开通；当其高于迟滞比较器的上比较电平时迟滞比较器输出低电平，实现复位(RS触发器检测开关管开通触发信号的上升沿进行动作，因此在下一次开关管开通触发信号产生之前迟滞比较器的输出需进行复位操作)。开关管的开通触发信号同时触发开关管关断信号产生电路中的锯齿波发生电路，使其开始充电进程，则锯齿波幅值开始从零增加；此后锯齿波在恒流源作用下以恒定斜率上升(锯齿波的上升斜率dusaw/dt与充电电容的容值Csaw和充电恒流大小Icharge有关，且满足关系：dusaw/dt＝Icharge/Csaw)，当锯齿波幅值高于比较器反相端的调制波信号幅值时，比较器输出高电平，产生开关管的关断触发信号。开关管的开通触发信号与关断触发信号分别送入驱动信号产生电路中RS触发器的Set端与Reset端，分别产生开关管驱动信号的上升沿和下降沿，从而确定开关管的导通时间。在锯齿波发生电路参数确定的情况下，开关管的导通时间与调制波信号的幅值成正比关系。3)输入电压有效值采样电路对当前工作条件下的输入电压(其有效值为Vin_rms)进行采样滤波，将经过比例变换1/Ki(1/Ki是有效值采样电路的采样系数)的采样值Vin_rms/Ki送入数字控制器中的模拟/数字转换器，经模拟/数字转换得到当前工作条件下输入电压有效值采样值的数字量；输出电压采样电路对当前工作条件下的输出母线电压Vo进行采样，将经过比例变换1/Ko(1/Ko是输出电压的采样系数)的采样值Vo/Ko送入数字控制器中的模拟/数字转换器，经模拟/数字转换后得到当前工作条件下输出母线电压采样值的数字量；输入电压过零检测电路产生与交流输入电压同频同相的方波信号，并将其送入数字控制器的触发信号捕获单元，数字控制器对方波信号的相邻两边沿时刻进行计时，测算得到当前工作条件下的线路频率fline，同时依据方波信号的确定的当前工作条件下交流输入电压过零的相位基准信息，对查表操作进行PLL锁相控制。4)数字控制器依据测算出的线路频率与相位基准信息，实时从数据存储单元中读取预存的导通时间数据，同时根据输入电压有效值的采样值与母线输出电压的采样值，对所读取的数据进行实时变换，并将计算结果送入外部的数字/模拟转换器转换，产生对应的调制波信号，从而实现在当前工作条件下的变化导通时间控制。一种可实现高频CRMBoostPFC变换器自适应优化输入电流THD的调制波信号的产生方法，通过以下步骤实施：1)任意选定CRMBoostPFC变换器工作条件范围内的某一工作条件(除空载输出外，即输出功率不为零)为基本工作条件，基本工作条件的各参数包括：输入电压有效值Vin_rms_base、输出功率Po_base、线路频率fline_base与变换器的工作效率η，并确定CRMBoostPFC变换器中的元器件参数，包括升压电感感值、开关管输出结电容容值与二极管等效并联电容容值，依据前述变化导通时间的定量计算方法得到CRMBoostPFC变换器在基本工作条件下为实现输入电流THD最优化所需的变化导通时间曲线，即基本变化导通时间曲线Ton_base(t)，在获取基本变化导通时间曲线的过程中，为保证控制精度应合理选择二倍工频周期内的计算时刻，即在输入电压过零附近的位置增加计算时刻的数量，例如：fline_base＝50Hz(对应二倍工频周期为10ms)，可在1ms～9ms之间每隔1ms选定一个计算时刻，在0ms～1ms之间与9ms～10ms之间每隔0.1ms选定一个计算时刻。2)对基本变化导通时间曲线Ton_base(t)在基本工作条件下的二倍工频周期内从前到后、依次进行等时间间隔的取样，取样数量为S个(S一般为偶数，S可根据实际需要进行选取，S越大控制精度越高，一般取100-200个)，从而获得基本变化导通时间曲线Ton_base(t)的取样序列Ton_base_s(t)，对应取样序列的长度为S，将该取样序列Ton_base_s(t)预存在数字控制器的数据存储单元内，作为查表数据；3)在CRMBoostPFC变换器工作条件范围内的任意输入电压和输出功率条件下，数字控制器中的触发信号捕获单元对当前工作条件下输入电压过零检测电路的输出方波信号(该方波信号与交流输入电压同频同相)进行捕获，通过对方波信号的相邻两边沿时刻进行计时，可计算得到当前工作条件下的线路频率fline，并确定对基本变化导通时间序列Ton_base_s(t)进行查询读取的频率flut(flut＝fline×S)，同时根据方波信号的边沿时刻确定查询基本变化导通时间序列Ton_base_s(t)中数据的位置，实现PLL锁相控制，保证方波边的沿时刻对应查询基本变化导通时间序列Ton_base_s(t)中的首个数据。4)数字控制器以S×fline的查表频率从数据存储表中依次读取导通时间的数值Ton_base_s(ts)，并保证周期性(频率为二倍线路频率，即2fline)查表进程与方波信号同相位(即输入电压过零时刻对应查询存储序列中的第一个导通时间数据)；数字控制器对输入电压有效值与母线输出电压进行采样并进行模拟/数字转换，得到对应的采样值Vin_rms/Ki与Vo/Ko；母线输出电压的采样值Vo/Ko与数字控制器的内部基准电平Vref相比较，其差值ΔVEA经过电压PI环后生成误差导通时间Ton_error；数字控制器的运算处理单元根据如下表达式(4)对查表读取的基本导通时间数值Ton_base_s(ts)进行实时的线性变换，得到当前工作条件下对应时刻的导通时间Ton(ts)：按照上式计算得到的各点导通时间在二倍工频周期内构成的变化曲线即当前工作条件下可实现输入电流THD最优化的变化导通时间曲线；5)数字控制器中的运算处理单元对实时计算的Ton(ts)数据按照下式进行比例变换，得到对应调制波形信号的实时数据Vcomp(ts)：其中，dusaw/dt为前述开关管关断信号产生电路中的锯齿波信号的上升斜率，将对应调制波信号的实时数据Vcomp(ts)送入数字控制器外部的数字/模拟转换芯片进行转换，产生当前工作条件下实现输入电流THD最优化所需的调制波的实时信号，从而对变换器开关管的导通时间进行实时控制，从二倍工频周期来看，开关管导通时间将按照预定规律变化，可实现输入电流THD的最优化。关于利用公式(4)可实现变换器在工作条件范围内任意工作条件(输入电压与输出功率)下自适应优化输入电流THD的依据说明：(a).在相同输入电压条件下，不同输出功率对应的变化导通时间曲线之间的差值在二倍工频周期内近似为恒值，即不同输出功率对应的变化导通时间曲线之间存在近似上下平移的关系(见附图7-1～附图7-4)。公式(4)中的误差导通时间Ton_error构成了CRMBoostPFC变换器的输出电压闭环，可实现在相同输入电压、不同输出功率条件下对变化导通时间曲线进行上下平移的功能，因此利用电压闭环对输出母线电压的稳压功能，即可实现变化导通时间控制在相同输入电压、不同输出功率条件下的自适应调节，并消除在基本变化导通时间曲线计算过程中选定变换器效率的不同所带来的影响。(b).在相同输出功率条件下，不同输入电压下对应时刻的导通时间之间存在近似的一次线性变换关系(见附图8)，且线性变换系数近似等于两输入电压有效值的反比值。如公式(4)所示，对基本变化导通时间曲线序列中的数据Ton_base_s(ts)进行比例变换Vin_rms/Vin_rms_base并与误差导通时间Ton_error相加，即可实现在相同输出功率、不同输入电压下对基本变化导通时间曲线序列中的数据进行预期的一次线性变换，实现变化导通时间控制在相同输出功率、不同输入电压条件下的自适应调节。本发明与现有技术相比的主要技术特点是：1.为克服现有的应用于高频CRMBoostPFC变换器的变化导通时间控制方式的诸多不足，提出一种基于模拟、数字结合控制的高频CRMBoostPFC变换器：由模拟电路实现高频工作条件下升压电感电流的过零检测、开关管关断信号的产生、开关管驱动信号的产生、输入电压有效值的采样、输出母线电压的采样、输入电压的过零检测等，由数字控制器实现变化导通时间控制所需的调制波信号，从而使CRMBoostPFC变换器的最高开关频率达数兆赫兹以上，并显著降低对数字控制器的性能要求；采用基于查表的数字方式产生变化导通时间控制所需的调制波信号，同时兼顾输入电压和输出功率对导通时间的影响，实现使输入电流THD最优化的变化导通时间控制，从而有效改善高频CRMBoostPFC变换器输入电流的过零畸变与THD性能。该模拟、数字组合控制方式可满足CRMBoostPFC变换器的日益迫切的高频化需求，同时显著降低对数字控制器的性能要求与成本。2.通过对所存储的基本变化导通时间曲线序列中的数据进行线性变换，可实现高频CRMBoostPFC变换器在工作条件范围内的任意输入电压与任意输出功率条件下进行自适应的变化导通时间控制，从而实现变换器输入电流THD性能的自适应优化。3.仅需存储基本工作条件下的基本变化导通时间曲线序列中的数据，大幅减小数字控制器所需存储的数据容量，且无须对输出功率进行额外检测，从而显著降低系统的实现成本和复杂度。本发明适用于在宽输入电压、宽变载条件下工作的高频CRMBoostPFC变换器(最高开关频率可达数兆赫兹以上)，尤其适用于是对输入电流THD性能与系统成本有严格要求的高频CRMBoostPFC变换器。附图说明附图1-1、附图1-2是考虑升压电感与功率器件寄生电容之间谐振进程在内的CRMBoostPFC变换器的工作波形。其中，附图1-1是CRMBoostPFC变换器实现开关管零电压开通时的工作波形，附图1-2是CRMBoostPFC变换器实现开关管谷底开通时的工作波形。附图2-1～附图2-5是CRMBoostPFC变换器在不同工作阶段的等效模态图，标注箭头为电感电流的流动路径。其中，附图2-1对应附图1-1中[t0,t1]和附图1-2中[t0,t1]阶段；图2-2对应附图1-1中[t1,t2]阶段；图2-3对应附图1-1中[t2,t3]和附图1-2中[t1,t2]阶段；图2-4对应附图1-1中[t3,t4]和附图1-2中[t2,t3]阶段；图2-5对应附图1-1中[t4,t5]和附图1-2中[t3,t4]阶段。附图3-1和附图3-2是基于升压电感电流平均值与输入电流相等的原则，为实现变换器在某工作条件下输入电流THD最优化所计算出的变化导通时间曲线簇。其中，附图3-1和附图3-2分别是在110V和220V两交流输入电压、不同输出功率(75W、150W、225W、300W)条件下的变化导通时间曲线簇。附图4是本发明的可实现在宽输入电压和宽负载变化条件下自适应优化输入电流THD的高频CRMBoostPFC变换器的结构框图。附图5是本发明的可实现在宽输入电压和宽负载变化条件下自适应优化输入电流THD性能的高频CRMBoostPFC变换器的电路原理图。附图6是本发明的数字控制器内部的逻辑执行框图。附图7-1～附图7-4是本发明的在相同交流输入电压、不同输出功率条件下变化导通时间曲线之间的关系示例。其中，附图7-1和附图7-3分别给出90V和260V交流输入电压条件下、输出功率为75W、150W、225W、300W的变化导通时间曲线簇；附图7-2和附图7-4分别给出90V和260V交流输入电压条件下、输出功率为150W、225W、300W的变化导通时间曲线与输出功率为75W的变化导通时间曲线之间的差值曲线簇。附图8是不同交流输入电压(110V、130V、150V、170V、190V、220V、240V、260V交流输入电压、线路频率为50Hz)下二倍工频周期内5ms～10ms区间内的导通时间与90V交流输入电压下对应时刻的导通时间之间的散点图及拟合曲线。附图9-1～附图9-4是CRMBoostPFC变换器试验样机分别采用恒定导通时间控制与本发明的变化导通时间控制的对比实验波形图。其中，附图9-1、附图9-3分别是CRMBoostPFC变换器在110V和200V两交流输入电压条件下采用现有恒定导通时间控制方式的实验波形图；附图9-2、附图9-4分别是CRMBoostPFC变换器在110V和200V两交流输入电压条件下采用本发明的变化导通时间控制方式的实验波形图。附图10是分别采用恒定导通时间控制与本发明的变化导通时间控制的CRMBoostPFC变换器试验样机在110V与200V两交流输入电压条件下输入电流THD随输出功率变化的测量结果。上述附图中的主要符号名称：vgs—开关管的栅源极驱动信号；iL、IL—升压电感电流；vds—开关管的漏源极电压；TSW—开关管的开关周期；TON—开关管的导通时间；Q1～Q5—对应阶段内升压电感的充电电荷；Vo—变换器的输出母线电压；Vin、vin—整流桥后输入电容上的端电压；L—升压电感；Q—开关管；Dqb—开关管的寄生体二极管；Coss—开关管的输出结电容；D—二极管；Cdq—二极管的等效并联电容；Cbus—输出母线电容；vin(t)—t时刻整流桥后输入电容上的电压；Load、Rout—变换器的输出负载；Iin—变换器的输入电流；Cin—整流桥后的输入电容；1/Ki—输入电压有效值的采样系数；1/Ko—输出电压的采样系数；Vin_rms—输入电压有效值；Vin_rms/Ki—输入电压有效值的采样值；Vo/Ko—输出电压的采样值；VREF是内部电压基准；ΔVEA—电压误差信号；Vcomp—调制波信号；Ton_error—误差导通时间；Ton_base_s(ts)—ts时刻从基本变导通时间序列中读取的导通时间；fline—线路频率；S—数据存储单元中存储导通时间数据的个数；VREF_DC—直流电压基准；dusaw/dt—锯齿波上升斜率；ADC1、ADC2—模拟数字转换器；DAC—数字模拟转换器；CAP—触发信号捕获单元。具体实施方式实施例一：可实现CRMBoostPFC变换器输入电流THD最优化的变化导通时间曲线(用于查表方式)的生成方法为获得可实现CRMBoostPFC变换器输入电流THD最优化的变化导通时间曲线(用于查表方式)，需要对CRMBoostPFC变换器的工作模态进行分析。图1-1、图1-2为考虑升压电感与功率器件寄生电容(包括开关管的输出结电容与二极管的等效并联电容)之间谐振过程在内的CRMBoostPFC变换器的工作波形，包括开关管的驱动信号vgs、升压电感电流iL和开关管的漏源极电压vds。其中，图1-1是开关管实现零电压开通(此时输入电压vin低于一半的输出电压Vo)时变换器的工作波形，图1-2是开关管实现谷底开通(此时输入电压vin高于一半的输出电压Vo)时变换器的工作波形。考虑变换器的开关频率远远高于线路频率，故认为变换器的输入电压vin在开关周期内保持不变，同时考虑变换器在输入电压正、负周期内工作情况的一致性，下文仅给出变换器在输入电压正周期内(即vin大于零)的工作模态分析。对应图1-1，在开关管实现零电压开通时变换器的工作模态描述如下：[t0,t1]阶段：升压电感电流iL在t0时刻减小至零，升压电感L与开关管输出结电容Coss和二极管等效并联电容Cdp之间发生反向谐振，升压电感电流iL对Coss和Cdp放电，并反向流入整流桥后侧的输入电容Cin，开关管的漏源极电压vds从t0时刻开始谐振下降，其起始值为输出电压Vo；[t1,t2]阶段：开关管的漏源极电压vds在t1时刻谐振减小至零，此时开通开关管实现开关管的零电压开通，t1时刻电感电流iL为负，此后在输入电压vin作用下线性增加，增加斜率为vin/L，在t2时刻线性增加至零；[t2,t3]阶段：升压电感电流iL在输入电压vin作用下继续线性增加，增加斜率为vin/L；[t3,t4]阶段：从t1时刻经过导通时间Ton后，开关管在t3时刻关断，升压电感L与开关管输出结电容Coss和二极管等效并联电容Cdp之间发生正向谐振，升压电感电流iL对Coss和Cdp充电，开关管的漏源极电压vds从t3时刻开始谐振增加，其起始值为零；[t4,t5]阶段：开关管漏源极电压vds在t4时刻谐振上升至输出电压Vo，二极管导通，升压电感电流iL在输入电压vin和输出电压Vo的共同作用下线性减小，减小斜率为-(Vo-vin)/L，并在t5时刻线性减小至零，此后变换器进入下一个工作周期。当开关管实现零电压开通时，变换器各工作模态下的阶段时长与升压电感的充电电荷表达式见表1：表1开关管实现零电压开通时变换器各工作模态的阶段时长和升压电感充电电荷表达式对应图1-2，在开关管实现谷底开通时变换器的工作模态描述如下：[t0,t1]阶段：升压电感电流iL在t0时刻减小至零，升压电感L与开关管输出结电容Coss和二极管等效并联电容Cdp之间发生反向谐振，升压电感电流iL对Coss和Cdp放电、并反向流入整流桥后侧的输入电容Cin，开关管漏源极电压vds从t0时刻开始谐振下降，其起始值为输出电压Vo；[t1,t2]阶段：开关管的漏源极电压vds在t1时刻谐振减小至谷底(谐振过程中的最小幅值)，此时开通开关管实现开关管的谷底开通，t1时刻升压电感电流iL为零，此后在输入电压vin作用下线性增加，增加斜率为vin/L；[t2,t3]阶段：自t1时刻经过导通时间Ton后，开关管在t2时刻关断，升压电感L与开关管输出结电容Coss和二极管等效并联电容Cdp之间发生正向谐振，升压电感电流iL对Coss和Cdp充电，开关管的漏源极电压vds从t2时刻开始谐振增加，其起始值为零；[t3,t4]阶段：开关管的漏源极电压vds在t3时刻上升至输出电压Vo，二极管导通，升压电感电流iL在输入电压vin和输出电压Vo的共同作用下线性减小，减小斜率为-(Vo-vin)/L，并在t4时刻线性减小至零，此后变换器进入下一个工作周期。当开关管实现谷底开通时，变换器各工作模态的阶段时长和升压电感的充电电荷表达式见表2：表2开关管实现谷底开通时变换器各工作模态的阶段时长和升压电感充电电荷的表达式图2-1～图2-5给出CRMBoostPFC变换器在上述各工作模态下的等效电路图。其中，图2-1对应图1-1的[t0,t1]阶段和图1-2的[t0,t1]阶段；图2-2对应图1-1的[t1,t2]阶段；图2-3对应图1-1的[t2,t3]阶段和图1-2的[t1,t2]阶段；图2-4对应图1-1的[t3,t4]阶段和图1-2的[t2,t3]阶段；图2-5对应图1-1的[t4,t5]阶段和图1-2的[t3,t4]阶段。基于上述模态分析，CRMBoostPFC变换器在工作条件范围内的某一工作条件下(输入电压有效值为Vin_rms、输出功率为Po、线路频率为fline、变换器的工作效率为η)所需的精确变化导通时间曲线可通过以下步骤获得：1)计算当前工作条件下变换器输入电流的理想波形Iin_expected(t)：2)取定二倍工频周期内某时刻ts作为导通时间的计算时刻，并预取某导通时间初值为Ton’；在ts时刻附近的开关周期Ts内对升压电感电流进行积分，得到ts时刻附近的开关周期Ts内升压电感充电总电荷Qtotal，从而进一步计算得到在ts时刻附近的开关周期Ts内升压电感电流平均值的表达式ILavg(ts，Ton’)：当所选取的导通时间初值Ton’不能使ILavg(ts，Ton’)有实数解时，应该适当增加导通时间初值，直至ILavg(ts，Ton’)有实数解。3)利用Matlab或Mathcad等数值分析计算软件，通过多次迭代计算与修正，得到ts时刻附近的导通时间终值Ton(ts)，使ts时刻附近的开关周期Ts内升压电感电流平均值ILavg(ts，Ton)与ts时刻理想的输入电流值Iin_expected(ts)相等，即：ILavg(ts,Ton(ts))＝Iin_expected(ts)(3)4)重复步骤2)-3)，可计算得到当前工作条件下二倍工频周期内若干其他时刻tx的导通时间Ton(tx)。通过在二倍工频周期内合理选择计算时刻的数量和位置，并计算得到对应时刻的导通时间，按照时间先后顺序对所计算时刻的导通时间在二倍工频周期内进行曲线拟合，得到当前工作条件下导通时间在二倍工频周期内的变化曲线，即变化导通时间曲线Ton(t)。为提高变化导通时间曲线Ton(t)的精度应合理选择二倍工频周期内的计算时刻，即在输入电压过零的附近适当增加计算时刻的数量，例如：当线路频率为50Hz时，对应二倍工频周期为10ms，在1ms～9ms之间可每隔1ms选定一个计算时刻，而在0ms～1ms之间与9ms～10ms之间可每隔0.1ms选定一个计算时刻。基于上述方法获得的精确变化导通时间曲线Ton(t)理论上可实现CRMBoostPFC变换器输入电流THD性能的最优化。按照上述获得精确变化导通时间曲线Ton(t)的方法，图3-1和图3-2分别给出在110V和220V交流输入电压(线路频率为50Hz)条件下计算得到的变化导通时间曲线Ton(t)簇，簇内四条曲线分别对应变换器的不同输出功率：75W、150W、225W与300W。其中，计算过程中所用变换器的工作条件参数：交流输入电压VACin＝110V/220V，输出功率Po＝75W/150W/225W/300W，输出电压Vo＝400V，升压电感感值L＝80μH，功率器件寄生电容容值Coss+Cdq＝70pF(功率器件寄生电容包括开关管的输出结电容Coss与开关管的等效并联电容Cdq，两者为并联关系)，线路频率fline＝50Hz，变换器的工作效率η＝100％。如图3-1和图3-2所示，获得的精确变化导通时间曲线Ton(t)在工频周期内呈现倒置的“马鞍”形状，导通时间在输入电压过零附近明显增加。实施例二：一种高频CRMBoostPFC变换器，与可实现其自适应优化输入电流THD的调制波信号的产生方法附图4所示为可自适应优化输入电流THD的高频CRMBoostPFC变换器的结构框图，它由BoostPFC变换器主电路与控制电路构成，其特征在于：控制电路采用模拟、数字组合控制方式，其模拟控制电路部分包括输出电压采样电路、输入电压有效值采样电路、输入电压过零检测电路、升压电感电流过零检测电路、开关管关断信号产生电路与开关管驱动信号产生电路；数字控制电路部分为调制波信号产生电路。所述高频CRMBoostPFC变换器的最高开关频率可达数兆赫兹以上，是因为升压电感电流过零检测电路、开关管关断信号产生电路与开关管驱动信号产生电路采用模拟电路实现，可克服数字控制器对MHz高频信号响应速度有限的不足，同时降低对数字控制器的性能要求；所述高频CRMBoostPFC变换器可自适应地优化输入电流THD，是因为调制波信号产生电路采用查表与实时计算相结合的数字方式实现，可在不同输入电压与不同输出功率条件下自适应地实现最优的变化导通时间控制。附图5为可自适应优化输入电流THD的高频CRMBoostPFC变换器的一个实施例，其特征在于：输出电压采样电路由对功率地的电阻分压网络构成，其采样系数为1/Ko，Ko为变换器输出母线电压与内部基准电压之间的比值，本例中BoostPFC变换器的母线电压为400V，控制器的内部基准电压为2.5V，对应Ko＝400V/2.5V＝160；输入电压有效值采样电路采用专用的有效值-直流转换芯片，其采样系数为1/Ki，Ki应高于变换器工作条件范围内输入电压峰值与数字控制器引脚所能承受最高输入电压之间的比值，本例中变换器的输入电压范围为90VAC～265VAC，数字控制器引脚所能承受最高输入电压为3.3V，取Ki＝125(125>265V×1.414/3.3V＝114)；输入电压过零检测电路由电阻分压网络与运算放大器、直流电压基准、比较器以及外围电阻电容构成；所述升压电感电流过零检测电路由辅助绕组和迟滞比较器构成；所述调制波信号产生电路由数字控制器和数字/模拟转换器构成，其中数字控制器内部包括模拟/数字转换器、运算处理单元、数据存数单元和触发信号捕获单元等硬件模块；所述开关管关断信号产生电路由锯齿波产生电路和比较器构成；所述开关管驱动信号产生电路由RS触发器和定时器信号触发电路构成。现对附图5所示变换器的基本工作过程作如下描述：1)BoostPFC变换器接入交流电网(其电压有效值可为90VAC～260VAC中的任意值，其线路频率可为47Hz～63Hz中的任意值)后，外围控制电路首先启动工作：定时器信号触发电路(连接RS触发器的输出端与Set输入端口)开始计时并检测RS触发器有无输出信号，当检测到RS触发器无输出信号时长超过定时时长(定时时长可根据需要进行设定，本例中将其设定为200μs)，定时器触发电路输出一个脉冲信号触发RS触发器动作，从而产生开关管的第一个开通信号，经开关管的驱动电路驱动实现开关管的首次开通，CRMBoostPFC变换器正常启动并进入周期性工作，此后开关管的开通触发信号由升压电感过零检测电路实现。2)升压电感的辅助绕组对升压电感的端电压进行匝比变换(辅助绕组与升压电感的同名端的位置关系见附图5)，其输出电压跟随开关管漏源极电压同步变化。当升压电感电流减小至零后开关管的漏源极电压谐振下降，则辅助绕组的输出电压随之下降，当其低于迟滞比较器的下比较电平时，迟滞比较器输出高电平产生开关管的触发开通信号，可实现开关管的零电压开通或者谷底开通；在二极管导通期间，辅助绕组输出某一幅值的正压，且其幅值高于迟滞比较器的上比较电平(可通过调节辅助绕组的匝数实现)，迟滞比较器输出低电平，实现RS触发器的复位。3)开关管的开通触发信号同时触发锯齿波发生电路，使其开始充电进程，锯齿波幅值从零开始线性增加(其上升斜率dusaw/dt保持不变)，当锯齿波幅值高于调制波信号产生电路输出的调制波信号幅值时，其后比较器输出高电平，从而产生开关管的关断触发信号。4)RS触发器在开关管开通触发信号和关断触发信号的触发下，确定开关管驱动信号的上升沿时刻与下降沿时刻，从而控制开关管的导通时间。CRMBoostPFC变换器正常工作时，开关管的导通时间与调制波信号的幅值成正比，因此对开关管进行变化导通时间控制的关键在于构造所需的调制波信号。现对本例中可实现高频CRMBoostPFC变换器自适应优化输入电流THD的调制波信号的实施过程做如下描述：1)选定CRMBoostPFC变换器的基本工作条件，例如：输入电压有效值为Vin_rms_base＝90V、线路频率为fline_base＝50Hz、输出功率为Po_base＝75W、变换器的工作效率为η＝100％；测量得到变换器的升压电感感值L＝80μH，由实际选用功率器件的数据手册读取功率器件寄生电容容值Coss+Cdq＝70pF(开关管选用英飞凌公司的IPP60R385CP，二极管选用Cree公司的C3D02060A)。依据实施例一中可实现CRMBoostPFC变换器输入电流THD最优化的变化导通时间曲线的生成方法，取定时刻点0.1ms、0.2ms、0.3ms、0.4ms、0.5ms、0.6ms、0.7ms、0.8ms、0.9ms、1ms、2ms、3ms、4ms、5ms、6ms、7ms、8ms、9ms、9.1ms、9.2ms、9.3ms、9.4ms、9.5ms、9.6ms、9.7ms、9.8ms、9.9ms共计27个点为计算时刻，并计算对应时刻的导通时间，对27个导通时间数据点在10ms内进行曲线拟合，从而得到基本变化导通时间曲线Ton_base(t)。2)对基本变化导通时间曲线Ton_base(t)在10ms内从前到后、依次进行等时间间隔(时间间隔为0.1ms)的取样，取样数量为S＝100，从而获得基本变化导通时间曲线Ton_base(t)的取样序列Ton_base_s(t)，取样序列中的数据数量为S＝100，将该取样序列Ton_base_s(t)以1×100的数组形式存储在数字控制器的数据存储单元内，作为查表操作的待查数据。3)输入电压过零检测电路采样变换器输入侧的火线、零线电压，产生与当前工作条件(不一定为基本工作条件)下交流输入电压同频同相的方波信号，数字控制器中的触发信号捕获单元对该方波信号进行捕获：通过对该方波信号的相邻两边沿时刻进行计时，从而计算得到当前工作条件下的线路频率fline，并计算对基本变化导通时间序列Ton_base_s(t)进行查询、读取数据的频率为flut＝fline×S＝100fline；根据方波信号的边沿时刻确定查询基本变化导通时间序列Ton_base_s(t)中数据的位置，实现对查表操作的锁相控制，保证方波的上升沿与下降沿时刻对应查询基本变化导通时间序列Ton_base_s(t)中的首个数据。4)输入电压有效值采样电路对变换器当前工作条件下的输入电压(其有效值为Vin_rms)进行采样滤波，并将经过比例变换1/Ki的采样值送入数字控制器中的模拟/数字转换器，经模拟/数字转换得到变换器当前工作条件下输入电压有效值采样值Vin_rms/Ki的数字量；输出电压采样电路对当前工作条件下的输出母线电压Vo进行采样，并将经过比例变换1/Ko的采样值送入数字控制器中的模拟/数字转换器，经模拟/数字转换后得到变换器当前工作条件下输出母线电压采样值Vo/Ko的数字量。5)在CRMBoostPFC变换器工作条件范围内的任意输入电压和输出功率条件下，数字控制器在二倍工频周期内以flut＝100fline的查表频率从数据存储单元中依次读取基本导通时间曲线序列的数值Ton_base_s(ts)(实时的查表操作需要保证输入电压过零时刻对应查询存储序列中的第一个导通时间数据)；母线输出电压的采样值Vo/Ko与数字控制器的内部基准电平Vref相比较，其差值ΔVEA经过电压PI环后生成误差导通时间Ton_error；数字控制器的运算处理单元根据如下表达式(4)对查表读取的基本导通时间数值Ton_base_s(ts)进行实时的线性变换，得到当前工作条件下对应时刻的实时导通时间Ton(ts)：在当前工作条件下，按照上式计算的各点导通时间Ton(tx)在二倍工频周期内构成的变化曲线即可实现输入电流THD最优化的变化导通时间曲线；6)数字控制器中的运算处理单元对实时计算的Ton(ts)数据按照下式进行比例变换，得到对应调制波形信号的实时数据Vcomp(ts)：其中，dusaw/dt为前述开关管关断信号产生电路中的锯齿波信号的上升斜率，将对应调制波信号的实时数据Vcomp(ts)送入数字控制器外部的数字/模拟转换芯片进行转换，从而产生当前工作条件下实现输入电流THD最优化所需的调制波的实时信号，对变换器开关管的导通时间进行实时控制。二倍工频周期内的调制波信号Vcomp(t)使开关管导通时间在二倍工频周期内按照预定规律变化，从而实现当前工作条件下输入电流THD的最优化。图6给出本发明中的数字控制器的逻辑执行框图。分析验证：关于利用表达式(4)可实现CRMBoostPFC变换器在工作条件范围内任意工作条件下自适应优化输入电流THD的分析验证(a).基于实施例一中可实现CRMBoostPFC变换器输入电流THD最优化的变化导通时间曲线的生成方法，研究发现：在相同输入电压条件下，不同输出功率对应的变化导通时间曲线之间的差值在二倍工频周期内近似为恒值，即相同输入电压条件下、不同输出功率对应的变化导通时间曲线之间存在近似上下平移的关系，图7-1～图7-4给出在线路频率为50Hz条件下，相同输入电压、不同输出功率条件下对应的变化导通时间曲线之间的关系示例。其中，图7-1和图7-3分别为90和260V两交流输入电压下不同输出功率(75W、150W、225W、300W)对应的变化导通时间曲线簇；图7-2和图7-4分别给出90V和260V两交流输入电压下输出功率为150W、225W、300W时各变化导通时间曲线与输出功率为75W时的变化导通时间曲线之间的差值曲线簇。由图7-2和图7-4可见，当电网输入电压一定时，不同输出功率(150W、225W、300W)下对应的变化导通时间曲线与输出功率为75W时的变化导通时间曲线之间的差值在二倍工频周期内近似为一恒值。在上述变化导通时间曲线的计算过程中，所用参数为：线路频率fline＝50Hz、变换器工作效率η＝100％；升压电感感值L＝80μH，功率器件的寄生电容容值Coss+Cdq＝70pF。在表达式(4)中，误差导通时间Ton_error以加数形式计入导通时间Ton(ts)的计算，构成电压闭环从而对母线输出电压进行稳压控制。当输入电压一定时，利用电压闭环和误差导通时间Ton_error可实现变化导通时间曲线在不同输出功率条件下的上下平移。因此无须检测变换器的输出功率，即可实现变化导通时间控制在相同输入电压、不同输出功率条件下自适应的优化调节；同时可消除在基本变化导通时间曲线计算过程中选定变换器效率的不同所带来的影响。(b).基于实施例一中可实现CRMBoostPFC变换器输入电流THD最优化的变化导通时间曲线的生成方法，研究发现：在相同输出功率条件下，不同输入电压下对应时刻的导通时间之间存在近似的一次线性变换关系，且线性变换系数近似等于输入电压有效值的反比值。图8给出不同有效值输入电压(分别为110V、130V、150V、170V、190V、220V、240V、260V，线路频率为50Hz)下，在二倍工频周期5ms～10ms区间内的导通时间Ton(ts)与90V基本输入电压(Vin_rms_base＝90V)下对应时刻的导通时间Ton_base(ts)之间的关系散点图。图8横轴为90V基本输入电压下二倍工频周期5ms～10ms区间内的导通时间Ton_90V(ts)，纵轴为其他不同输入电压下的导通时间Ton_xxxV(ts)。图中数据对应的计算时刻点依次为5ms、6ms、7ms、8ms、9ms、9.1ms、9.2ms、9.3ms、9.4ms、9.5ms、9.6ms、9.7ms、9.8ms、9.9ms共计14个点。计算上述各时刻导通时间过程中的所用参数为：输出功率为Po＝75W、线路频率为fline＝50Hz、变换器工作效率为η＝100％、升压电感感值L＝80μH，功率器件的寄生电容Coss+Cdq＝70pF。对图8中的不同有效值输入电压与90V基本输入电压下对应时刻导通时间的关系散点进行曲线拟合，得到对应的线性关系表达式，见下表3：表3不同有效值输入电压(110V、130V、150V、170V、190V、220V、240V、260V)与90V基本输入电压下对应时刻导通时间的关系散点的曲线拟合表达式Vin_rms线性关系表达式比例系数常数项Vin_rms/Vin_rms_base比例系数误差1110VTon_110V(ts)＝0.8185Ton_90V(ts)-249.870.8185-249.870.8182-0.037％130VTon_130V(ts)＝0.6930Ton_90V(ts)-367.880.6930-367.880.6923-0.101％150VTon_150V(ts)＝0.6015Ton_90V(ts)-429.580.6015-429.580.6000-0.249％170VTon_170V(ts)＝0.5309Ton_90V(ts)-456.070.5309-456.070.5294-0.283％190VTon_190V(ts)＝0.4751Ton_90V(ts)-462.890.4751-462.890.4737-0.295％220VTon_220V(ts)＝0.4104Ton_90V(ts)-461.490.4104-461.490.4091-0.317％240VTon_240V(ts)＝0.3767Ton_90V(ts)-460.200.3767-460.200.3750-0.453％260VTon_260V(ts)＝0.3478Ton_90V(ts)-452.570.3478-452.570.3462-0.460％注1：“比例系数误差”为线性关系表达式中的比例系数与当前工作条件(输入电压有效值为Vin_rms)下“Vin_rms/Vin_rms_base”之间的误差百分比。可见，某有效值交流输入电压与90V基本交流输入电压对应时刻的导通时间之间存在近似的一次线性变换关系，且线性变换关系表达式中的比例系数近似等于两输入电压有效值的反比值Vin_rms/Vin_rms_base(误差系数均在0.5％以内)。因此，当变换器输出功率一定时，通过对基本变化导通时间曲线中的数据Ton_base(ts)进行适当的一次线性变换，即可得到任意有效值输入电压下的变化导通时间曲线Ton(ts)。表达式(4)中，基本变化导通时间曲线序列中的数据Ton_base_s(ts)乘以比例系数Vin_rms/Vin_rms_base，其乘积结果以加数形式计入导通时间Ton(ts)的计算；同时误差导通时间Ton_error在电压闭环作用下即可实现上述一次线性变换中的常数项。因此利用表达式(4)中的一次线性变换，可实现变化导通时间在相同输出功率、不同输入电压条件下自适应地优化调节。综合上述分析(a)、(b)，利用表达式(4)可实现CRMBoostPFC变换器在工作条件范围内任意工作条件下自适应地优化输入电流THD。本实施例(实施例二)的试验验证：图9-1、图9-2分别为采用恒定导通时间控制与本发明所提的变化导通时间控制的CRMBoostPFC变换器在110V交流输入电压下的对比实验波形；图9-3、图9-4给出分别采用恒定导通时间控制与本发明所提的变化导通时间控制的CRMBoostPFC变换器在200V交流输入电压下的对比实验波形。试验用CRMBoostPFC变换器的电路参数为：升压电感感值L＝80μH，开关管选用IPP60R385CP，二极管选用C3D02060A，功率器件的寄生电容容值Coss+Cdq＝70pF；CRMBoostPFC变换器的试验条件为：50Hz线路频率、110V或200V交流输入电压、400V输出电压、75W输出功率。由图9-1、图9-2，在110V交流输入电压下采用本发明所提的变化导通时间控制后，变换器输入电流的THD从13.7％显著减小至1.3％；由图9-3、图9-4，在200V交流输入电压下采用本发明所提的变化导通时间控制后，变换器输入电流的THD从15.3％显著减小至3.0％。图10给出了上述试验CRMBoostPFC变换器样机在110V与200V两交流输入电压条件下采用恒定导通时间控制与本发明的变化导通时间控制对应的输入电流THD随输出功率的变化曲线，试验结果表明：基于本发明所提的变化导通时间控制，CRMBoostPFC变换器在不同输入电压、不同输出功率条件下均可获得优化的输入电流THD，换言之，本发明的高频CRMBoostPFC变换器可自适应优化输入电流的THD且优化效果良好。当前第1页1 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