本发明属于电子电力
技术领域：
，特别涉及一种并网测试电源中逆变器的控制分析方法。
背景技术：
：近年来，化石能源的大规模的开发和利用，使得矿产资源日趋减少，环境污染问题日趋加重，利用化石能源的传统火力发电的优势不再明显。随着科学技术的发展，世界各国对可再生能源(太阳能、风力、水利等新能源)的开发利用日益重视，相继将推动可再生能源的发展作为21世纪能源发展的基本选择。我国也出台一系列政策，解决环境问题，推广可再生能源的发展。可再生能源技术近些年在降低成本同时，在可靠性和运行性能方面同样取得巨大突破，已经成为发展最快的能源技术。并网测试电源主要是针对新能源发电并网而设计的。随着越来越多的新能源发电并接到电网，各国要求电网出现故障时，新能源发电系统能继续并网运行，并能提供无功功率来支撑电网。但在实际研究新能源发电系统运行时，不可能直接使用电网来产生故障状态，故需要一些专门的电源能够模拟这些故障，以检测新能源发电的运行状态。在控制系统中，PI控制器虽然具有控制简单、稳定可靠、广泛应用于工业过程控制的优点，但仍然存在一些需要改进的方面，其主要的不足之处如下：(1)输出目标的无静差控制难以实现；(2)抗干扰能力较弱。技术实现要素：本发明的目的在于针对上述问题，提供了一种并网测试电源中逆变器的控制分析方法，能够准确的跟踪特定频率，消除PI控制中存在的稳态误差，以保证并网测试电源能够稳定准确的输出交流电压。本发明的目的是这样实现的：一种并网测试电源中逆变器的控制分析方法，其特征在于，该控制分析方法包括以下步骤：(1)确定并网测试电源中逆变器的拓扑结构；所述逆变器采用三个单相全桥逆变电路以实现三相电的独立控制，并在每个逆变电路的输出端连接一个隔离变压器；(2)构建逆变电路的模型；具体为：采用单相PWM逆变器，并在其桥臂的输出端连接LC低通滤波器，得到自调制器输入至逆变电路的输出的传递函数Go(s)为：Go(s)=1LCs2+(LZ+rC)s+1+rZUdcVtri;]]>其中，Vtri为给定的输入电压；L为LC滤波器的电感；C为LC滤波器的电容；Z为逆变器的负载；Udc为直流母线电压；r为电感电阻。(3)确定逆变电路的控制策略；具体为：对逆变电路采用输出电压外环、电感电流内环的双环控制系统，在该控制系统中加入负载电流的前馈和串入直流电压的前馈解耦环节，对电压外环采用PR控制，对电流内环采用P控制；(4)准PR控制分析；输出电压外环采用准PR控制器调节，其传递函数GPR(s)可表示为：GPR(s)=kp+2krωcss2+2ωcs+ω02;]]>其中，ωc是截止频率，ω0为截止频率，kp为PR控制的比例环节参数，kr为PR控制的谐振环节参数；系统选择以下参数：kp＝1，kr＝1，ωc＝100rad/s，ω0＝314rad/s；(5)将准PR控制器的传递函数离散化，对离散的PR控制器利用Simulink进行建模，然后计算逆变器各项控制参数，包括如下子步骤：(5.1)将LC滤波器设计为转折频率可变的结构，然后对LC滤波器的运行进行分析；(5.2)根据所要输出的电压的谐波频率计算相应的PR-P控制参数；(6)基于dSPACE搭建30KW硬件在环的并网测试电源双核控制实验平台，验证控制模型的正确性。本发明的有益效果为：相比于PI控制，PR控制能够准确的跟踪特定频率，使得此频率处的增益增加，以消除PI控制存在的稳态误差；同时逆变器输出环节采用转折频率可改变的LC滤波器，并采用软硬件相结合的策略，保证并网测试电源能够稳定准确的输出交流电压。附图说明图1为并网测试电源的拓扑结构图。图2为单相PWM逆变器的拓扑结构图。图3为单相PWM逆变器的主电路等效框图。图4为逆变器控制系统的控制框图。图5为准PR控制器的波特图。图6为基于Simulink建立的PR离散控制仿真模型。图7为LC滤波器的拓扑结构图。图8为逆变器输出电压跌落与恢复的波形图。图9为逆变器输出电压跌落波形的FFT分析结果。图10为逆变器输出电压相位偏移的波形图。图11为25次谐波时逆变器输出电压的波形图。图12为25次谐波时逆变器输出电压波形的FFT分析结果。图13为45次谐波时逆变器输出电压的波形图。图14为45次谐波PR-P控制时逆变器输出电压波形的FFT分析结果。图15为PR-P控制时逆变器输出电压与电流的波形图。图16为PR-P控制时逆变器输出电压与电流的波形的FFT分析结果对比。具体实施方式下面结合具体实施例和附图，进一步阐述本发明。一种并网测试电源中逆变器的控制分析方法，该控制分析方法包括以下步骤：1.确定并网测试电源中逆变器的拓扑结构通常情况下，应用最广泛、结构最简单的三相逆变器的方案为直接采用三相全桥逆变电路实现三相交流输出。这类拓扑结构具有控制简单、技术成熟、能够容易实现三相交流输出的优点，但是因为是三相三线制(无中性线)系统，所以存在不能够准确模拟出不平衡电压的零序分量的缺点。因此，本控制分析方法中的逆变器采用三个单相全桥逆变电路。这种逆变电路可将A、B、C三相电进行独立控制，实现测试电源所要求的各种功能，而且经过逆变后得到的为三相四线制(有中性线)系统，能够准确模拟出不平衡电压的零序分量。同时，由于采用的单相逆变电路，控制方法相对三相全桥逆变电路较为简单，能够大大减小控制系统的计算复杂程度。而考虑到可能存在的短路问题，在每个逆变电路的输出端还连接一个隔离变压器。该并网测试电源的拓扑结构具体如图1所示。2.构建逆变电路的模型本控制分析方法中具体采用单相PWM逆变器将整流环节产生的直流电压逆变转变为交流电压。该单相PWM逆变器的工作原理是通过控制开关管的导通和关断，将直流电压转化为与正弦波等效的PWM电压波形，逆变器的桥臂输出是占空比不断变化(等高不等宽)的方波，其中包含大量的高次谐波，因此必须在该单相PWM逆变器的桥臂输出端加上LC低通滤波器以滤除，该单相PWM逆变器的拓扑结构如图2所示。通过对图2进行建模分析，可以得到自调制器输入至逆变电路的输出的传递函数Go(s)为：Go(s)=1LCs2+(LZ+rC)s+1+rZUdcVtri---(1)]]>其中，Vtri为给定的输入电压，L为LC滤波器的电感；C为LC滤波器的电容；Z为逆变器的负载；Udc为直流母线电压；r为电感电阻。忽略掉电感电阻r，考虑到输出电压的外特性，并不能够受到负载Z的影响，可得到自调制器输入至逆变电路的输出的传递函数Go(s)为：Go(s)=1LCs2+1UdcVtri---(2)]]>根据表达式(2)可得到其等效框图如图3所示。3.确定逆变电路的控制策略本控制分析方法中，对逆变电路采用输出电压外环、电感电流内环的双环控制系统，为了能够有效的抑制负载扰动，在该控制系统中加入了负载电流的前馈，使得负载扰动得到一定程度的抑制，从而增强系统的外特性，提高抗扰动能力。同时，根据基尔霍夫电流定律iC＝iL-iO，这电感电流反馈与负载电流反馈的组合作用相当于电容电流反馈，可以得到与电容电流反馈且具有电感电流反馈的效果。单相全桥逆变电路的等效数学模型为KPWM＝Udc/Vtri，由于在实际的控制中，载波峰值Vtri固定不变，因此直流侧电压Udc的波动会使得逆变环节的增益发生变化，进而影响系统的稳态特性，为了抑制直流侧电压波动对输出的影响，在控制系统中串入直流电压的前馈解耦环节1/Udc。在图3的基础上，可以到的控制系统的框图如图4所示。图4中，电压外环的给定信号为期望输出的电压，控制系统实际输出电压的瞬时值经过采样检测后作为电压外环的反馈信号，电压外环的给定信号与反馈信号进行比较后形成的误差信号经过PR调节器调节，输出作为电流内环的给定信号。电流内环的反馈信号采用电感电流作为反馈变量，电流内环的给定信号与电感电流比较，误差经比例P调节器进行调节后，输出信号作为逆变器的开关管控制信号。4.准PR控制分析电压外环采用准PR控制器调节，其传递函数GPR(s)可表示为：GPR(s)=kp+2krωcss2+2ωcs+ω02---(3)]]>其中，ωc是截止频率，ω0为截止频率，kp为PR控制的比例环节参数，kr为PR控制的谐振环节参数；本控制系统选择以下参数：kp＝1，kr＝1，ωc＝100rad/s，ω0＝314rad/s，得到其波特图，如图5所示。从图5中可以看出，当基波频率ω0＝314rad/s时，其在此频率处的增益与相角裕度很大，表明准PR控制器可实现零稳态误差控制，而且系统拥有良好的稳定裕度和暂态性能。下面将准PR控制器的传递函数式(3)离散化。其中，s/s2+2ωcs+ω02部分可以分解为3个简单积分的组合，如下所示：y(s)u(s)=ss2+2ωcs+ω02⇔y(s)=1s[u(s)-v(s)-w(s)]v(s)=1sω02y(s)w(s)=2ωcy(s)---(4)]]>将式(4)进行离散化，即以求和代替积分，采用矩形法进行数值积分，分别得到第k-1次和第k次采样时刻PR控制器的输出为：y(k-1)=Σn=0k-1[u(n)-v(n)-w(n)]Tsv(k-1)=ω02Σn=0k-1y(n)Tsw(k-1)=2ωcy(k-1)---(5)]]>y(k)=Σn=0k[u(n)-v(n)-w(n)]Tsv(k)=ω02Σn=0ky(n)Tsw(k)=2ωcy(k)---(6)]]>式中，Ts为采样周期。由上式可得两个采样时刻间的PR控制器输出的增量为：Δy(k)=Ts[u(k)-v(k)-w(k)]Δv(k)=Tsω02y(k)w(k)=2ωcy(k)---(7)]]>可以得到：y(k)={y(k-1)+Ts[u(k)-v(k)]}/(1+2ωcTs)v(k)=v(k-1)+ω02y(k-1)---(8)]]>由于逆变器要输出高次谐波，根据PR控制器的特性，不能够满足高次谐波的输出，需要对其进行改进，可以得到：GPRn(s)=kp+2kr0ωc0ss2+2ωc0s+ω02+2kr1ωc1ss2+2ωc1s+ω12+...··+2krnωcnss2+2ωcns+ωn2---(9)]]>这样就能够使高次的自然频率不被准PR控制器滤掉。根据之前的分析，可以将离散的PR控制器利用Simulink进行建模，如图6所示。5.计算逆变器各项控制参数5.1LC滤波器的运行分析在基于Simulink建立的PR离散控制仿真模型中，设定单相逆变器额定功率为10KW，则PN＝10KW，IGBT开关管的开关频率fk＝10KHz，额定输出电压Uo＝220V，输出电压的额定频率f＝50Hz。为保证逆变器能够准确输出高次谐波电压，将LC滤波器设计为转折频率可变的结构，如图7所示。其中L2的值取计算值5mH，C2的值取计算值22μF，根据电感与电容的型号，取L1＝1mH，C＝5μF。如图7中滤波器的拓扑结构，通过控制S1，S2的通断状态，可实现测试电源装置不同模式时的电压输出。根据LC滤波器运行的不同模式得到其转折频率的不同，可对逆变器输出电压进行滤波，保证电压只包含规定的谐波，LC滤波器具体运行如下表所示。两种中频模式转折频率相近，模式1的电感值大，模式2的电容值大，为了保证逆变器输出电压稳定，在中频模式时，选用模式2。在实际设计中，S1与S2为固态继电器，在逆变器系统运行前，确定是否需要高次谐波输出。若需高次谐波需要输出时，首先确定参考电压包含谐波的次数与幅值，再确定此时S1与S2通断状态。5.2计算PR-P的控制参数根据图3的逆变电路系统的控制框图，可以推导出：Vo(s)=IL(s)-Io(s)sC---(10)]]>Vi(s)＝Gi(s){Io(s)+[Vo*(s)-Vo(s)]Gv(s)-IL(s)}(11)IL(s)=V(s)-Vo(s)sL---(12)]]>结合上述公式，建立方程组，可得到：Vo(s)=Gv(s)Gi(s)Vo*(s)-Io(s)LsLCs2+Gi(s)Cs+Gv(s)Gi(s)+1---(13)]]>若控制系统的电压外环采用PR控制，电流内环采用P控制，可设定：Gv(s)=k1p+2k1rωcss2+2ωcs+ω02+2k2rωc1ss2+2ωc1s+ω12---(14)]]>.22Gi(s)＝k2p.(15)若要求输出电压无谐波时，Gv(s)中的k2r为0，此时控制系统的双闭环控制的传递函数为Vo(s)=k1pk2ps2+2k2pωc(k1p+k2r)s+k1pk2pD(s)Vo*(s)Ls3+2ωcLs2+ω02LsD(s)Io(s)=Gvo(s)Vo*(s)-Gio(s)Io(s)---(16)]]>其中，D(s)为闭环传递函数的特征方程，且D(s)=LCs4+(2LCωc+k2pC)s3+(LCω02+2k2pCωc+k1pk2p+1)s2+(k2pCω02+2k1pk2pωc+2ωc)s+(k1pk2p+1)ω02---(17)]]>采用极点配置方法来计算PR-P双闭环控制的参数，假设此时的闭环传递函数的期望主导极点为非主导极点为s3＝-mζωn，s4＝-nζωn，通常情况下，m与n取值为5～10。则此时的闭环传递函数的期望特征方程为Dr(s)=(s-s1)(s-s2)(s-s3)(s-s4)=(s2+2ζωns+ωn2)(s+mζωn)(s+nζωn)=(s3+(2+n)ζωns2+(1+2nζ2)ωn2s+nζωn3)(s+mζωn)=s4+(2+n+m)ζωns3+[1+(2m+2n+mn)ζ2]ωn2s2+(mζ+nζ+2mnζ3)ωn3s+mnζ2ωn4---(18)]]>比较式(17)与式(18)可得2LCωc+k2pCLC=(2+n+m)ζωn---(19)]]>LCω02+2k2pCωc+k1pk2p+1LC=[1+(2m+2n+mn)ζ2]ωn2---(20)]]>k2pCω02+2k1pk2pωc+2k2pk1rωc+2ωcLC=(mζ+nζ+2mnζ3)ωn3---(21)]]>(k1pk2p+1)ω02LC=mnζ2ωn4---(22)]]>结合实际控制与之前的计算得到的结果，ω0的值与PR控制导通频率有关，故基波ω0＝314rad/s，ωc的值与PR控制导通的带宽有关，取ωc＝3.14rad/s，同时m与n均取值为6，期望阻尼比ζr＝0.8，自然频率为ωn＝2500rad/s。可以得到在基波处的k2p≈139.96，k1p≈7.17，k1r≈83.3。谐波模式不同时，k2p，k1p，k1r计算结果取值不同。若要求输出电压包含谐波时，Gv(s)中的k2r不为0，但是PR-P各参数计算与上基本相同。6.基于dSPACE搭建的单相逆变器实验设新能源电源等效为250V交流电源与阻性负载R＝5Q(滑动变阻器)串联，则此时新能源电源连接到并网模拟电源中，通过对逆变器的控制，对输出电压进行电压跌落与恢复实验，得到图8的实验波形，其中输出电压与输出电流刚好反相，表明此时有电流流入测试电源，新能源电源正在并网运行，在测试电源电压跌落时，并网的电源没有脱网运行，此时输出电流会增大。如图9所示，在实验中，PR-P控制在电压跌落时可以得到很好的效果，而且控制的滤波效果明显也很好，能够保证谐波的THD均低于国家电网标准。同上面实验的硬件参数与控制参数一样，在电压稳定输出时进行相位偏移实验，控制输出的电压在规定时间相位偏移π/2，得到的实验结果如图10所示。根据图10可以看出，PR-P控制方法在电压相位偏移时可以得到很好的效果，基本实现相位实时跟踪。电压谐波发生实验是在PR-P控制方法的基础上进行的，同上面实验的硬件参数与控制参数一样，设定给定电压的特定的谐波的THD均为10％，实验结果如图11和图12所示。根据图11-图14可知，PR-P控制方法在电压谐波发生时可以得到较好的效果，但是随着谐波次数的增加，由于硬件电路的限制等一些原因，谐波控制效果不是很好，但是仍能够较准确的控制。为了测试负载对电源输出电压的影响，此时的测试电源作为普通的交流电源。实验中的电阻R使用滑动变阻器，电感Lload为10mH。设定开始时负载为阻性R＝4Ω，经一定时间将电感负载Lload＝10mH串联到负载电路中，得到实验结果如图15和图16所示。实验中，开始负载为阻性，电流与电压同相位，突加感性负载串联到电路中，功率因数角变为38.1°，PR-P控制方法在阻抗性负载时，电压电流仍然能准确控制。图16中，左图中的角度为输出电压的相位，右图的角度为输出电流的相位，得到此时的功率因数角均为39°左右，与实际计算的38.1°相比误差很小，得到实际控制效果。当前第1页1 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