一种应用于级联多电平逆变器的同相层叠型SPWM脉冲分配方法与流程

本发明涉及级联多电平逆变器
技术领域：
，尤其涉及的是一种应用于级联多电平逆变器的同相层叠型SPWM脉冲分配方法。
背景技术：
：级联多电平逆变器广泛用于高压大功率传动系统中，多电平逆变器可以分为二极管钳位型、飞跨电容型，和级联型三种。多电平逆变器具有开关电压应力小；输出电平数多；可降低开关频率；dv/dt小，能减小输出滤波器等优点。其中级联型逆变器具有易于模块化和相电压冗余的特点，但是需要独立电源供电，使得它非常适用于光伏发电系统中，模块化多电平(MMC)继承了H桥级联结构的优点，在柔性直流输电(MMC-HVDC)等特殊场合应用较多。多电平逆变器中，同相移幅度载波层叠法因其输出线电压谐波畸变率低而受到越来越多的关注。然而，由于各级联模块单元相互独立，同相层叠法具有其固有缺陷，即逆变器在传递有功功率时各级联模块存在功率不均衡问题。为解决这一问题，王学华等采用了一种循环脉冲的IPD控制，实现了逆变器各级联单元功率平衡，并通过理论推导证明了IPD法相对其他移幅载波层叠(CD)法输出的线电压波形更优。单庆晓等根据相电压开关组合冗余的特点，通过随机分配法决定电源和开关的工作状态，以保证每个模块的工作机会相等。因此，循环脉冲IPD法往往需要经过较长的工作时间后，各单元利用率才能趋于相等，实现各模块的功率平衡，而且该方法对于需要频繁起停的场合效果不佳。HongyanWang等提出在调制比较低时通过增加其他位置载波的频率以均衡各开关器件的工作频率，但是调制比过低时，有的开关无法获得脉冲信号，导致部分H桥单元无电压输出，即使增加载波频率也无法改变这一缺陷，所以该方法存在局限。因此，现有技术存在缺陷，需要改进。技术实现要素：本发明所要解决的技术问题是针对现有技术的不足提供一种应用于级联多电平逆变器的同相层叠型SPWM脉冲分配方法。本发明的技术方案如下：一种应用于级联多电平逆变器的同相层叠型SPWM脉冲分配方法，每1/4输出周期对触发脉冲进行轮换，经过3次轮换便可达到各级联模块间功率平衡，保证了线电压THD基本不变。本发明方法不仅在时间上比已有方案更短，而且对低调制比的情形同样适用。本发明通过仿真和实验验证了方案的可行性。附图说明图1为m电平级联H桥逆变器；图2为IPD调制原理图；(a)IPD调制波形和载波的关系，(b)A相不同H桥的输出电压；图3为低调制比时的A相H桥单元输出电压；图4为级联H桥单元脉冲时序；(a)传统IPD的H桥单元脉冲时序，(b)新型IPD的H桥单元脉冲时序，图5为IPD和CPS法输出电压谐波，(a)ωc处相电压谐波含量，(b)ωc处线电压谐波含量；图6为新型IPD法H桥单元输出电压；图7为传统和新型IPD法输出相电压和线电压波形；图8为线电压VAB的FFT分析；图9为ma＝0.6时IPD仿真结果，(a)传统IPD法H桥单元输出电压波形，(b)新型IPD法H桥单元输出电压波形，(c)新型IPD法输出A相相电压和线电压；图10为输出相电压和线电压波形；图11为A相H桥单元输出电压。具体实施方式以下结合具体实施例，对本发明进行详细说明。实施例1级联多电平逆变器的同相层叠控制法(与实施例2的效果进行对比)对于m电平串联H桥逆变器，如图1所示，每相有n个H桥级联，由直流电压源E独立供电。其相电压可以表示为VXN＝VHx1+VHx2+VHx3+…+VHxn(0)式中X＝A、B、C；x＝a、b、c。VXN表示相电压，VHxn表示x相的第n个H桥单元。由于每个H桥可以输出0、±E三种电平，使得相电压对电平的选择非常灵活。一般来说，m电平的逆变器需要(m-1)个三角波，对于7电平逆变器，需要6个三角载波。以A相为例，其调制原理如图2(a)所示，图2(a)为IPD正弦调制波和三角载波波形的关系，图中6个载波相位一致，上下相互层叠，vcr1和vcr1-分别用于产生Ha1左右两个桥臂的上开关Sa11、Sa31，下开关Sa21、Sa41的控制脉冲分别与对应上开关的互补。结合图2(b)，当Vma>Vcr1，Sa11导通，Sa31关断，Ha1输出正向电压；当Vma<Vcr1-则相反；同理，其余4个载波分别用于产生Ha2，Ha3上对应开关的控制脉冲。所以，H桥输出电压波形与对应的脉冲时序一致，根据调制原理，A相3个H桥输出电压VHan(n＝1，2，3)的波形，如图2(b)所示。图中输出电压的频率和时长直接反映了对应的开关频率和导通时长，而且调制比ma不同将影响其开关频率和开关时长。同样，将调制波移相+120°，-120°就可以得到B相和C相对应开关的控制脉冲信号。由图2(b)可以看出，0～π周期内，VHa1，VHa2输出3个脉冲电压，而VHa3只输出一个，半个周期内三者的脉冲电压时长之和也不相等。从而使得逆变器在一个周期内不同级联单元的导通损耗不相等。为了更好的说明这个问题，本发明采用导通时间和频率来定义同相间的两个H桥单元的功率失衡度，在0～π半个周期内，定义功率失衡度函数S(α,β)=|1-tHpαtHpβ|x+|1-fHpαfHpβ|(y+z)---(1)]]>式(1)分为两个部分，左边是由导通时间差异决定的功率失衡部分，右边是由开关频率差异决定的功率失衡部分，两部分之和为1。Hpα，Hpβ表示同相的两个H桥单元，tHpα，tHpβ，fHpα，fHpβ分别表示p(p＝A,B,C)相中桥Hpα，Hpβ的开关管的平均导通时间和频率，x表示H桥中开关管导通损耗的权重系数，y和z分别表示开通和关断损耗的权重系数。若只考虑导通损耗，令x＝1，y＝z＝0，式(1)简化为Sm(α,β)=|1-tHpαtHpβ|---(2)]]>式(2)说明，理想状态下H桥单元的功率失衡度可由开关管的平均导通时间决定。另外，定义0～π半个周期内H桥单元的输出功率为PHpα，假设相电压与相电流同相位，可得PHpα=U*Ip=E2*2tHpα0.5T*Ip---(3)]]>式中，U表示H桥单元输出电压有效值，IP表示相电压有效值，T表示输出周期。式(3)还可以表示为PHpα=13Up*Ip---(4)]]>式(4)中Up表示相电压有效值，若tHpα＝tHpβ，由式(2)得S(α,β)＝0，表示，PHpα＝PHpβ。考虑一种极端情况，当调制比ma较低时，会使得某一H桥无电压输出。研究表明，当0.33<ma<0.66，调制波vmA与vcr1，vcr1-不相交，无法产生桥Ha1中开关管触发脉冲，从而VHa1无电压输出，如图3所示。整个周期内桥Ha1的开关管不导通，无导通损耗产生，此时，Sm(1,2)＝1，Sm(1,3)＝1，0<Sm(2,3)<1，说明桥Ha1与Ha2，Ha1与Ha3的功率失衡度非常高，而Ha2与Ha3的功率失衡度相对较低。当ma<0.33，Ha2的开关管也不再导通，此时，Sm(1,3)＝1，Sm(2,3)＝1，所以调制比ma会给功率失衡度的变化带来不确定性，增大功率均衡的难度。实施例2本发明的新型同相层叠型SPWM脉冲分配策略图4所示为传统IPD和新型IPD应用在7电平逆变器时的其中一相级联H桥对应的开关脉冲时序。图中，Spx表示p(p＝a、b、c)相第x个H桥上的开关脉冲信号集合，波形对称，它的正负不具有实际意义，只是为了与此时对应的H桥输出电压极性保持一致。Spx包含4个开关的脉冲信号。将分配给该相的第一个H桥的脉冲集合定义为Sp1，则Sp1＝[Sp11Sp12Sp13Sp14]，集合中各元素的下标与图1中各开关管的下标对应，表示对应开关的脉冲信号，以此类推，第二个H桥脉冲集合为Sp2＝[Sp21Sp22Sp23Sp24]，第三个H桥脉冲集合定义为Sp3＝[Sp31Sp32Sp33Sp34]。如图4(a)所示为传统IPD控制下7电平逆变器H桥的开关脉冲时序。图中表明，用于产生VHx1，VHx2，VHx3的开关脉冲信号分别是Sp1，Sp2，Sp3，其中阴影区表示有密集的脉冲束，载波比越高，阴影区中的脉冲束越密，空心区域表示对应开关管持续导通。除Sp1外，Sp2，Sp3每半个周期都会经历三个阶段，如在0～π半个周期内，阴影区内Sp2＝[1/0,0,0,1/0]，空心区域内Sp2＝[1,0,0,0]，0表示不产生出发脉冲，开关断开，1表示有持续的触发脉冲，开关导通，1/0表示开关脉冲Sp21，Sp23断续但同步，开关频繁导通关断，由于波形对称，后半周期与前半周期阴影部分面积相等，空心部分也相等，说明开关管平均导通时间和平均开关频率相等。但Sp1，Sp2，Sp3阴影或空心趋于的面积并不相等，说明传统IPD法中各H桥中平均开关频率和平均导通时长不相等，所以开关功率损耗无法均衡，各H桥的输出功率亦不相等。图4(b)所示的新型IPD下H桥脉冲信号时序。图中0～1/4周期内，将脉冲信号保持与传统IPD脉冲一致，各H桥对应的开关脉冲信号是Sp1，Sp2，Sp3，如表1的第一行，此时，H桥的开关脉冲序列为Sp1，Sp2，Sp3；然后，从1/4周期后对脉冲信号时序进行轮换，即在1/4～1/2周期内，各H桥对应的开关脉冲信号是Sp2，Sp3，Sp1，如表1的第二行；同理，在1/2～3/4周期内，对应的脉冲信号是Sp3，Sp1，Sp2，对应表1第三行；在最后四分之一周期，H桥对应的开关脉冲信号与传统IPD脉冲一致，即3/4周期完成一次循环，如此循环。由于各H桥开关脉冲信号每四分之一周期轮换一次，使得开关管的平均导通时间和平均开关频率完全相等。表1脉冲分配顺序图4(b)和表1均表明，各H桥开关管脉冲信号每1/4周期轮换一次，七电平级联变流器经过3/4周期各H桥脉冲信号完成一次轮换，则可定义最小轮换周期Tm＝3/4T，周期Tm内，脉冲信号集合Sp1，Sp2，Sp3的作用时间平均分配，所以各H桥开关管的平均导通时间和平均开关频率相等。假设一个1/4周期内脉冲信号SPx产生的导通损耗和开关损耗之和为E(Spx)，则一个Tm内有EHx1=E(SP1)+E(SP2)+E(SP3)EHx2=E(SP2)+E(SP3)+E(SP1)EHx3=E(SP3)+E(SP1)+E(SP2)---(5)]]>显然，式(5)中EHx1＝EHx2＝EHx3，表明在一个最小轮换周期Tm内，每相的三个级联H桥的开关管实现了功率损耗均衡，且各H桥输出功率将会相等。实施例3新型同相层叠型SPWM脉冲分配策略控制的线电压谐波分析新型IPD-SPWM脉冲分配策略改变了各H桥单元输出电压的时序，而输出相电压等于同相级联的H桥单元输出电压的叠加，但H桥输出电压时序与传统IPD下有所区别，为了讨论新型IPD脉冲分配策略是否影响逆变器输出电压特性，本发明以七电平H桥为例，由实施例1中的IPD特性分析，知H桥输出电压波形与对应的脉冲时序一致，结合实施例2对开关脉冲时序的分析可以总结出新型IPD的输出电压规律，表2所示为脉冲轮换后的新型IPD方法下H桥输出电压序列。表2输出电压顺序新型IPD下任意相的输出电压Vxnew可以表示为Vxnew＝VHx1new+VHx2new+VHx3new(6)式中，x表示A,B,C中任意一相，VHx1new，VHx1new，VHx1new分别为新型IPD下三个H桥的输出电压，由于新型IPD输出电压仅仅是传统IPD输出电压的顺序轮换，因此，每个时刻下三桥输出电压之和并没有发生改变。故，新型IPD下多电平逆变器的输出相电压和线电压与传统IPD时完全一致，并不影响输出电压特性。下面对新型IPD法逆变器输出电压进行谐波分析，同时与CPS法进行比较。IPD和CPS调制法的本质上为单极性调制法，根据SPWM调制法的特点，逆变器的输出电压应有如下三种谐波含量(1)调制波角频率的整数倍次谐波；(2)三角载波角频率的整数倍次谐波；(3)三角载波角频率整数倍次谐波为中心，以调制波角频率为拍频的边带谐波；针对m电平逆变器，每相N个H桥级联，经过双边傅里叶变换，得到符合上述谐波特点的线电压公式(7)，uAN(t)=A00/2+Σn=1∞[A0ncos(nω0t)+B0nsin(nω0t)]+Σm=1∞Σn=-∞∞[Amncos(nω0t+nωct)+Bmnsin(nω0t+nωct)]---(7)]]>式中ω0，ωc为正弦调制波和三角载波角频率，m，n为整数，A00为直流分量，Amn，Bmn为载波整数倍次谐波及附近边带谐波系数。定义电压传输比R，设单个H桥的基准谐波电压为ur(t)＝RUinsin(ω0t)(8)根据文献(吴之卓,李胜,等.改进的同相层叠型SPWM控制级联多电平逆变器[J].电力电子技术,2014,10:22-25.)的有关结论，则可得到IPD法输出的相电压uIPD_AN(t)和线电压uIPD_AB(t)的表达式分别为uIPD_AN(t)=NRUinsin(ω0t)+Σm=1∞Σn=-∞∞{Bp1(m,n)·sin[(2m-1)ωct+2nω0t]}+Σm=1∞Σn=-∞∞{Cp1(m,n)·sin[2mωct+(2n-1)ω0t]}---(9)]]>式中，A＝4Uin(-1)kJ2k+1·[3R(2m-1)π]/[π2(2m-1)]，B＝(2n-2k-1)-1，C＝(2n+2k+1)-1，Cp1(m,n)＝[Uin/(πm)]J2n-1·(6Rmπ)，J是贝塞尔函数。uIPD_AB(t)=3NRUinsin(ω0t+π/6)+Σm=1∞Σn=-∞∞{B11(m,n)sin[(2m-1)ωct+2nω0t-2nπ/3]}+Σm=1∞Σn=-∞∞{C11(m,n)sin[2mωct+(2n-1)ω0t-(2n-1)π/3]}---(10)]]>式中B11(m,n)＝2sin(2nπ/3)Bp1(m,n)，C11(m,n)＝2sin[(2n-1)π/3]Cp1(m,n)。运用类似的方法可以得到CPS调制法的输出相电压和线电压uCPS_AN(t)=NRUinsin(ω0t)+Σm=1∞Σn=-∞∞{Bp2(m,n)·sin[6mωcct+(2n-1)ω0t]}---(11)]]>uCPS_AB(t)=NRUinsin(ω0t)+Σm=1∞Σn=-∞∞{B12(m,n)·sin[6mωcct+(2n-1)(ω0t-π/3)]}---(12)]]>式(11)中Bp2(m,n)＝2UinJ(2n-1)(mπNR)/(πm)，式(12)中B12(m,n)＝2sin[(2n-1)π/3]Bp2(m,n)。当取m＝1时，两种调制方法输出谐波的主要能量集中在ωc附近。文献(吴之卓,李胜,等.改进的同相层叠型SPWM控制级联多电平逆变器[J].电力电子技术,2014,10:22-25.)以5电平逆变器为例，给出了CPS和CD调制法的频谱分析，现以7电平级联H桥逆变器为例，给出IPD和CPS调制法在载波频率ωc附近的谐波量。HPD_AN=Σn=110Bp12(1,n)3RUin,HPD_ab=Σn=110B112(1,n)33RUinHCPS_AN=Σn=110Bp22(1,n)3RUin,HCPS_ab=Σn=110B122(1,n)33RUin---(13)]]>结合公式(13)计算IPD和CPS调制法的输出电压谐波曲线。图5(a)中两谐波曲线基本重合，可以判断两种调制方法的相电压在ωc处的谐波含量基本相同，而在图5(b)中，IPD调制法的谐波曲线明显低于CPS法，说明了IPD调制法的线电压波形质量要高于CPS。实施例4本发明方法的仿真与试验为了验证理论分析的可行性与可靠性，通过Matlab/Simulink仿真平台对7电平级联H桥逆变器进行仿真分析。设计容量2MVA，逆变器输出基波线电压2300V，逆变器输出频率50Hz，每相负载200Ω，调制波频率50Hz，载波频率5KHz，调制比分别设置为0.99和0.6。建立仿真模型，当调制比为0.99时，得到新型IPD法输出的电压仿真波形。对比图6和图4(b)，证明了开关脉冲时序与H桥输出电压时序一致，说明了理论分析的正确性，图7中新型IPD法输出相电压和线电压仿真波形与传统IPD法相同，也证明了实施例3分析中关于新型IPD法输出电压不影响输出相电压，线电压波形质量的结论。图8中VAB的THD仅有10.78％，与相同环境下，未使用脉冲信号轮换方法测量的THD基本相同，由此可见，新型IPD-SPWM脉冲分配策略，继承了传统IPD法的低线电压THD的优点，验证了理论分析。改变调制比为0.6，对比传统IPD法和新型IPD法下级联H桥单元输出电压。由于调制比较低，图9(a)中VHx1无电压输出，据公式(2)，得Sm(1,2)＝1，Sm(1,3)＝1，功率失衡度极高，再据公式(5)，E(SP1)＝0，即该相第一个H桥的开关不产生损耗，图9(b)利用新型IPD法使得VHx1有电压输出，经过0.15s，即最小轮换周期Tm，可使得Sm(1,2)＝Sm(1,3)＝Sm(2,3)＝0，H桥单元输出功率基本相等，由于发生信号轮换，平均开关频率和时间相等，根据公式(1)亦有S(1,2)＝S(1,3)＝S(2,3)＝0，功率失衡已消除；另一方面EHx1＝EHx2＝EHx3，表示同相的3个H桥单元开关管损耗相等，达到功率均衡。图9(c)中线电压VAB的THD等于17.43％符合预期。为了验证基于新型同相层叠型SPWM脉冲分配策略的正确性，本发明建立7电平级联H桥实验样机。H桥单元的供电电源由新星电气公司的S-350-24提供，为24V。控制芯片采用Ti公司的TMS320F2812，示波器采用TectronixDPO3014，功率分析仪采用YOKOGAWAWT310，开关频率5KHz，负载电阻200Ω。图10为输出相电压和线电压波形，图11为A相H桥单元输出电压。实验波形与数字仿真波形基本一致。由于发生了脉冲信号轮换，各H桥间开关的功率损耗达到平衡，且H桥的输出功率也相等。由于开关的功率损耗不易测量，这里用功率分析仪测试了各个H桥单元的输出电压和功率，每个H桥单元输出电压有效值大约为18V，输出功率大约为3W，说明本发明所提方法的正确性与可行性。应当理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进或变换，而所有这些改进和变换都应属于本发明所附权利要求的保护范围。当前第1页1 2 3