开关磁阻电机全速度段控制方式平滑切换调速方法与流程

本发明属于开关磁阻电机调速控制方法领域，涉及一种开关磁阻电机全速度段控制方式平滑切换调速方法。

背景技术：

开关磁阻电动机(switched reluctance motor，SRM)是20世纪80年代以来发展起来的一种新型机电一体化调速系统。SRM调速系统具有如下优点：

(1)SRM结构简单、成本低、转子坚固，耐热性能好，适合于高速运行。开关磁阻电机的结构比其他电动机都要简单，其突出的优点是转子上没有绕组，可以用于超高速运转(如10000r/min以上)。在定子方面，它只有几个集中绕组，制造简单，绝缘容易，易于冷却。

(2)电机各相独立工作，系统可靠性高。电机各相绕组和磁路相互独立，各自在一定轴角范围内产生电磁转矩，而不像一般电动机必须在各相绕组和磁路共同作用下产生圆形旋转磁场。从控制器结构上看，各相电路各自给一相绕组供电，相互独立工作，还可以缺相运行并具有再生制动作用。因此开关磁阻电动机调速系统可靠性很高，可以适用于一些运行环境恶恶劣的特殊场合。

(3)功率电路简单可靠。开关磁阻电机转矩方向只与各相通电顺序有关，而和绕组电流的方向无关。只要控制主开关器件的导通关断角度，便可改变电动机的工作状态，即只要控制各相在不同电感区域内的瞬时电流，电路不会出现直通故障，可靠性高。

(4)起动转矩高，启动电流小。十分适合那些需要重载起动和较长时间低速运行的机械，如电动车辆。

(5)可控参数多，调速性能好。开关磁阻电机的控制参数有：开通角、关断角、电流斩波给定值等。控制灵活方便，可以根据对电动机的运行要求和电动机的情况，采用不同控制方法和参数值，既可以使之运行于最佳 状态(如最大出力、效率最高等)，还可以实现各种不同要求的转矩—速度特性曲线。

(6)适用于频繁起动、停车以及正反转运行。开关磁阻电机调速系统具有高起动转矩、低起动电流的特点，在起动过程中电流冲击小，电机发热小，易于加减速。可控参数多使之能在制动运行同电动运行具有同样优良的转矩输出能力。适用于频繁起动、停车以及正反转运行，次数可达1000次/小时。

(7)效率高，损耗小。开关磁阻电机控制系统其电动机转子上无绕组，没有铜耗，可控参数多，灵活方便，易于在宽转速范围和不同负载下实现高效优化控制。其系统效率在很宽范围内都在87％以上，这是其他一些调速系统不容易达到的。

各种突出的优点，使开关磁阻电机控制系统已成为交流电机驱动系统、直流电机驱动系统及无刷直流驱动系统的有力竞争者。在电动车运用上有很大的发展潜力。

除此之外，SRM在高速和中低速运行时所需的控制方式不一致，存在不同控制方式的切换也是其本身的一大问题。高、低速下不同控制方式如果不能完成平滑的切换，会增加SRM的非线性因素，带来转矩和转速脉动，增加控制难度，降低运行性能。

SRM在运行时，相电流并不连续，而是间断式的脉冲。低速下，为降低转矩脉动，应使相电流宽度尽量大，对其幅度进行限制调节，这就是低速下采取的相电流斩波的控制方式。然而，在SRM高速运行下，由于受功率电路开关器件开关频率的限制，相电流斩波的控制方式已经不再适用，因为若采取对相电流进行斩波，无疑会进一步增大功率电路开关器件的开关频率，这是开关器件所无法承受的。因此，SRM高速运行时，仅能采用调节相电流开通角和关断角的方式调节电流和电磁转矩达到调速的目的。这样，SRM在低速下和高速下控制方式存在很大差别，在其全速度段运行时，就存在两种控制方式的切换问题。

对SRM低速和高速下不同控制方式切换的处理上，传统的方法是设定转速临界值，当转速小于该临界值时采用低速电流斩波的控制方式，当转速 高于该临界值时，采用调节相电流开通角和关断角的控制方式。该种处理方式显然存在很多不足：首先是根据临界转速进行控制方式的切换显然不属于平滑切换，势必带来控制上的问题；其次是临界转速仅仅是一个转速点，若转速在此处上下反复变化，必然造成控制方式的反复来回切换带来转矩、转速抖动问题；最后是以临界转速一个转速点对高、低速进行区分显然不够理想。采用临界转速作为进行控制方式切换的依据存在很多问题促使很多研究者尝试新的方法，其中包括转速滞环阈值法。转速滞环法的实质是设定两个不同的转速临界值，一个对应加速过程，一个对应减速过程。电机由低速向高速运转时根据临界值1进行控制方式的切换，而电机由高速向低速运转时，根据临界值2进行控制方式的切换。临界值1大于临界值2。这种方式显然可以避免单一临界值法带来的在临界值附近发生抖动的问题，然而却依然没有解决不同控制方式之间的平滑切换问题。因此，研究一种对相电流开通角、关断角、低速相电流斩波值协调控制，可以实现高低速控制方式平滑切换的控制方法很有必要。

技术实现要素：

本发明为了弥补现有技术的不足，提供了一种高、低速控制平滑切换的开关磁阻电机全速度段控制方式平滑切换调速方法。

本发明是通过如下技术方案实现的：

本发明的开关磁阻电机全速度段控制方式平滑切换调速方法，其特征在于：电机低速运行时，可根据转速和负载大小实现电流斩波给定值、开通角、关断角的共同调节，协调控制；随着转速上升，逐步提高电流斩波给定值，使电流斩波的作用逐渐由低速下的主要作用变为次要作用，以至于完全取消斩波，高速运行时，通过调节开通角和关断角来调速。

开通角(θ_on)与关断角(θ_off)的函数关系为：

m、n、t的取值不唯一，当开通角较小、接近零时，曲线有一定上翘，这刚好符合适当增大关断角，增加相电流维持的时间，以增大电磁转矩的需 要；当电机需要制动时，开通角增大到大于0.35及更大时，关断角迅速上升，保证相电流出现在相电感的下降段，产生负的电磁转矩。

采用定、转子齿距和槽矩相等的定子12极，转子8极开关磁阻电机时，选取m＝3.86，n＝-0.516，t＝0.262。

开通角(θ_on)的生成过程中，以转速的偏差作为1号输入，θ_on为开通角，而θ_on1为不加限幅输出，用来调节电流斩波给定K₁、K₂、K₃为可调比例参数，1/s为积分，Add为加法，Add1为减法，saturation为限幅，即上下限，θ_on为1号输出，θ_on1为2号输出。

开通角(θ_on)的生成过程中，用于定子12极，转子8极开关磁阻电机时，K1取10，K2取0.02，K3取0.0005，θ_onmax取限幅下限取0，上限取。

相电流斩波预定值的生成过程中，I_ZBmax为相电流斩波限幅值，K₄、K₅、K₆为可调比例参数，θ_on1作为1号输入，1/s为积分，Add为加法，Add1为减法，saturation为限幅，即上下限，Abs为绝对值，I_ZB1为1号输出。

相电流斩波预定值的生成过程中，用于定子12极，转子8极(12/8极)开关磁阻电机时，K4取10，K5取0.1，K6取10，限幅下限值取-30A，上限值取30A，I_{ZB max}取30A。

为实现由高、低速运行下是否采用电流斩波的平滑切换，规定一个电流斩波给定的最低值I_{ZB min}，最终得到的电流斩波给定值算法如下：

而I_{ZB min}与转速n有关，构造如下函数关系：

I_{ZB min}＝c(n/1000)^d (3)

式(3)中n为电机转速，c、d为参数，c值的选取与电机负载率有关，具体值由实验确定；低速段，式(3)算出I_{ZB min}小于I_ZB1时，电流斩波与θ_on和 θ_off的调节同时起作用来，协调配合调速；升高转速到达高速段，式(3)算出的I_{ZB min}大于相电流峰值，相电流斩波停止，仅靠调节θ_on和θ_off对转速进行调节；从高速段往低速段的减速过程与这之相反。

采用定、转子齿距和槽矩相等的定子12极，转子8极开关磁阻电机时，选取以c＝3.8，d＝2.2。

本发明的有益效果是，可实现对相电流开通角、关断角、相电流斩波给定值的协调控制；实现电机由低速向高速或者由高速向低速运行时控制方式的平滑切换，并实现电机高速与低速、电动与制动状态下控制算法上的统一。电机低速运行时，可根据转速和负载大小实现电流斩波给定值、开通角、关断角的共同调节，协调控制；随着转速上升，逐步提高电流斩波给定值，以致完全取消斩波，高速运行时，通过调节开通角和关断角来调速；能够实现加速时电机电动状态、减速时电机制动状态的平滑切换，且保证电机以的最大电磁转矩加、减速。

附图说明

附图为本发明的示意图。

图1为一个三相8/6极开关磁阻电机的横截面图，并给出了一相绕组的电路连接关系。

图2为开关磁阻电机控制器主电路图，A、B、C为三相绕组。

图3为开关磁阻电机相绕组电感随转子位移角变化图。

图4为本发明所提出的利用函数拟合法构建的开通角与关断角的函数关系。

图5典型电流和相电感对应图。

图6为本发明所提出的利用函数拟合法构建的I_{ZB min}与转速n的关系图。

图7为用本发明所提出的方法控制电机得出的低速下突加负载时的各量。

图8为用本发明所提出的方法控制电机得出的高速下突加负载时的各量。

图9为用本发明所提出的方法控制电机得出的转速给定突加时的各量。

图10为用本发明所提出的方法控制电机得出的转速给定突减时的各量。

图11为开通角(θ_on)的生成过程。

图12为相电流斩波预定值的生成过程。

具体实施方式

附图为本发明的一种具体实施例。

本发明的应用于开关磁阻电机全速度段控制方式平滑切换调速的方法，电机低速运行时，可根据转速和负载大小实现电流斩波给定值、开通角、关断角的共同调节，协调控制；随着转速上升，逐步提高电流斩波给定值，以至完全取消斩波，高速运行时，通过调节开通角和关断角来调速。

图1为一个三相8/6极开关磁阻电机的横截面图，图中仅画出一相绕组及其供电回路。另外两相有着与之相同的回路结构。可见三相绕组的电流回路是彼此独立的。每相绕组的电流只能单方向流动。V₁、V₂为功率开关器件。D₁、D₂为续流二极管。

图2为开关磁阻电机控制器主电路图，A、B、C为三相绕组。

图3为开关磁阻电机相绕组电感随转子位移角变化图。当定转子的凸极完全相对时，绕组电感达到最大值，当定子凸极与转子槽完全相对时，绕组电感为最小值。绕组电感为转子位移角的函数。此处，对于12/8极电机， θ₃典型值为θ₂典型值为

根据开关磁阻电机电磁转矩公式，第k相产生的电磁转矩为：

其中T_ek第k相产生的电磁转矩，i_k为第k相相电流，L_k为第k相的相电感，θ为该相的转子位移角，n_p为极对数。可见，当相电流处在相电感上升段时，产生正的电磁转矩，电机电动；当相电流处在相电感下降段时，产生负的电磁转矩，电机制动；当电流处于相电感没有变化的区域时(平顶、平底处)，输出的电磁转矩为零。控制了相电流与相电感的相位关系，也就控制了电磁转矩的正负。

电机控制中，通过控制相电流的开通角(θ_on)与关断角(θ_off)的大小，不仅能调节相电流的大小，还能调节相电流与相电感的相位关系，从而控制电磁转矩的正负。如图3所示，电机电动时，为了让相电流快速上升，开通角(θ_on)一般选在0至θ₂之间，因为电流在相电感恒为最小值的这一段，电流上升快速。为保证电机电动时不产生负的电磁转矩，必须确保在相电感的下降段到来之前关断开关器件，让电流降至零。关断角(θ_off)一般选在θ₂至θ₃之间。而在电机制动时，为确保产生负的电磁转矩，必须保证让相电流出现在相电感的下降段(θ₄至θ₅段)，而且相电流要在下个周期相电感上升段出现之前能降到零，避免产生正的电磁转矩。可见电机制动时，无论开通角(θ_on)还是关断角(θ_off)的取值都要比电动时大得多，而且二者的变化有同步的趋势。下面论述的“构建开通角(θ_on)与关断角(θ_off)的 函数关系”就是通过根据所用电机在电动和制动时开通角(θ_on)和关断角(θ_off)的取值范围确定二者的变化关系，然后通过函数拟合确定出一条θ_on与θ_off关系曲线。该函数自变量为开通角，因变量为关断角。电机控制中就可以自动根据当前的运行状态确定开通角(θ_on)的取值，然后根据该函数关系确定关断角(θ_off)的取值。

1.构建的开通角(θ_on)与关断角(θ_off)的函数关系(根据描点法拟合得到)

以m＝3.86，n＝-0.516，t＝0.262为例，此时二者的函数如图4所示。

m、n、t的取值不唯一，给出的一组数据是仿真实验中效果较好的一组。该函数关系具有一定的普遍适用性，适用于定、转子齿距和槽矩相等的定子12极，转子8极(12/8极)开关磁阻电机。可见当开通角较小、接近零时，曲线有一定上翘，这刚好符合适当增大关断角，增加相电流维持的时间，以增大电磁转矩的需要。当电机需要制动时，开通角增大到较大(大于0.35)时，关断角迅速上升，保证电流出现在想电感的下降段，产生负的电磁转矩。

2.开通角(θ_on)的生成

以转速换环的输出u(即转速的偏差)作为1号输入，得到开通角。其中θ_on为开通角，而θ_on1为不加限幅输出，用来调节电流斩波给定K₁、K₂、K₃为可调比例参数，1/s为积分，Add为加法，Add1为减法，saturati on为限幅，即上下限，θ_on为1号输出，θ_on1为2号输出。

用于定子12极，转子8极(12/8极)开关磁阻电机时，给出一组典型取值：K1取10，K2取0.02，K3取0.0005，θ_onmax取限幅下限取0，上限取

图11为相电流开通角的生成过程图。1号输入与K₁相乘所得数值，1号输入与K₂相乘然后取积分所得数值，此两数值相加后与K₃相乘，然后取负数，然后与θ_{on max}相加，得到的在限幅内的数值为1号输出θ_on，得到的不限幅的数值为2号输出θ_on1。

其中θ_on为加限幅值的输出，作为相电流的开通角。θ_on限幅下限取0，上限可取θ₃至θ₄之间，θ_{on max}取θ₃至θ₄之间(见开关磁阻电机相绕组电感随转子位移角变化图3)。当电机转速给定较大，而电机实际转速较小时，电机需要加速运行，此时u为较大正值，经过PI调节输入到Add1中的PI调节器的值较大。θ_{on max}减去这个较大的值后得到的θ_on自然较小，以使相电流较早上升，确保在相电感上升段时，相电流较大。典型电流和相电感对应图像如图5。

当电机实际运行转速较大而转速给定突然变小时，电机需要制动来减速。此时输入的u会是负值，经过PI调节后输入Add1中的值会很小，甚至是负值。θ_{on max}此时减去一个小的正值或负值后变得很大，甚至达到正限幅值。根据上文提到的开通角(θ_on)与关断角(θ_off)的函数关系，最后算出的θ_off也会变得较大，这样保证相电流出现在相电感的下降段，出现负的电磁转矩，电机制动减速。

3.相电流斩波预给定的生成

图12为相电流斩波预定值的生成过程图。I_{ZB max}为相电流斩波限幅值。K₄、K₅、K₆为可调比例参数。θ_on1作为1号输入，1/s为积分，Add为加法，Add1为减法，saturation为限幅，即上下限，Abs为绝对值，I_ZB1为1号 输出。

用于定子12极，转子8极(12/8极)开关磁阻电机时，给出一组典型取值：K4取10，K5取0.1，K6取10.限幅下限值取-30A，上限值取30A。I_{ZB max}取30A。

1号输入与K₄相乘所得数值，1号输入与K₅相乘然后取积分所得数值，此两数值相加后与K₆相乘，然后取负数，然后与I_{ZB max}相加，得到的在限幅内的数值取绝对值为1号输出I_ZB1。

其中θ_on1为相电流开通角生成图中产生的，该值不加限幅，目的是让其值可负可正。当电机需要电动加速时，该值会比较小，甚至为负；当电机需要制动减速时，该值会比较大。在上图中，θ_on1经过Pi调节器后进去Add1。I_{ZB max}是设定的电流斩波限幅预给定值，其取值一般和后面的限幅中的最大限幅值一致。上图输出的是相电流斩波预给定值I_ZB1，也就是最终的相电流斩波值未必是这个值，这和下面介绍的电流斩波给定的最低值I_{ZB min}有关。当电机需要加速时，I_ZB1会取值比较大，甚至达到限幅，当电机需要减速制动时，斩波电流给定值同样需要较大，此时θ_on1会是比较大的负值，经过PI调节输入Add1后，产生的值会是绝对值比较大的负值。因为斩波电流给定不可能为负，所以要取绝对值。

4.相电流斩波给定值的生成

为实现由高、低速运行下是否采用电流斩波的平滑切换，规定一个电流斩波给定的最低值I_{ZB min}。最终得到的电流斩波给定值算法如下：

而I_{ZB min}与转速n有关，构造如下函数关系：(根据描点法拟合得到)

I_{ZB min}＝c(n/1000)^d (3)

式(3)中n为电机转速，c、d为参数，具体值可由实验确定。以c＝3.8，d＝2.2为例(不同的电机及控制系统高低速段的定义不同，参数选择可以不同，要根据电机额定转速和所用功率开关器件的开关频率确定)，可以得到I_{ZB min}与转速n的关系图如图6所示。

低速段，式(3)算出I_{ZB min}小于I_ZB1时，电流斩波与θ_on和θ_off的调节同时起作用来，协调配合调速。升高转速到达高速段，式(3)算出的I_{ZB min}大于相电流峰值，相电流斩波停止，仅靠调节θ_on和θ_off对转速进行调节。从高速段往低速段的减速过程与这之相反。整个过程是由两种控制方式协同混合调节向一种控制方式的转变，过渡自然，这种转换对控制方式的切换和转速调节来看，都是平滑的。

电机加减速中的运行状态的转换也是平滑的低。电动、制动的转换主要靠对θ_on和θ_off的调节来完成。高速和低速下这种调节作用都存在，而电流斩波仅仅在低速下存在，为保证加减速的快速性，以电流斩波给定值的限幅值进行电流斩波。高速下不进行电流斩波，但仍能通过调节控制角完成电动和制动的平滑切换。如果加、减中涉及高速和低速的转换，自然也能平滑的完成从电流斩波和不斩波的转换。

需要说明的是，最终的电流斩波给定值和负载有关，因素需要设定一个负载系数。当负载较大时，该系数设定较大，当负载较小时，该系数设定较小。因为斩波电流的大小和负载时相关的。而图6中曲线和负载大小 无关，因为是否进行斩波取决于功率开关器件否能承受该开关频率。

图7-10为电机各种运行状态下中各量变化情况。从中可见该方法的有效性。

图7低速下突加负载时的各量。低速下突然增加负载，从调节中可看出，突加负载后，导通角变小，电流斩波给定值增大，电磁转矩增大，说明调节斩波给定和调节导通角两种因素都起作用。

图8高速下突加负载时的各量。高速下突然增加负载。可见电流斩波给定值已经很高，此时不进行电流斩波。而导通角明显减小了，电磁转矩增大。说明此时调节导通角这一个因素在起作用。

图9转速给定突加时的各量。转速给定突然增加。因为此时转速较低，电流斩波可以进行，电流斩波给定提升，达到最大限幅值，保证以最大电流获得最大电磁转矩来实现加速。同时导通角也在调节。加速断，导通角减小至0，目的也是增加电流，加快加速过程。加速完成后，导通角增大，但比此前要小。电流斩波给定下降(不再是处于最大限幅值)，但比此前要增大了。这里明显能看到调节斩波给定和调节导通角两种因素都在起作用。

图10转速给定突减时的各量。转速给定突然减小。此时电机需要制动减速。导通角增大到最大限幅值，此时关断角会变得很大，电流出现在相电感下降段，产生负的电磁转矩实现减速制动。随着减速，电流斩波给定值下滑。