宽输入的直流变换器拓扑及其前馈型平均电流控制方法与流程

本发明属电力电子应用技术领域，特别涉及一种宽输入的直流变换器拓扑及其前馈型平均电流控制方法。

背景技术：

随着半导体技术的不断发展，半导体器件所能承受的功率越来越大，由其构成的直流变换器在电源领域所扮演的角色越来越重要。在太阳能发电、潮汐发电、燃料电池等新能源发电领域受到了广泛的应用，但是这些新能源发电系统的输出电压会由于环境温度、气候等条件的变化发生较大的波动，常常会过低或者过高，从而超出规定的输入电压范围。为了保护后级设备不受损坏，因此不能使整个系统工作在最大发电功率模式下，而造成能源的浪费。使用具有宽范围输入功能的DC/DC变换器是解决新能源发电系统输出波动较大的一种有效手段。其中升降压DC/DC变换器由于具有在输入电压较低时升压，而在输入电压较高时降压的特点，被广泛应用在需要宽范围输入的场合。传统的升降压变换器电路拓扑中都只包含一个开关管，从而导致其开关管的电压和电流应力对于传统的Buck和Boost变换器高很多，并且某些变换器的输入输出极性相反，同时它们的开关损耗和所要求的电感和电容等储能元件也很大，非常不适合应用于新能源发电系统等高电压大功率的场合。

双管Buck-Boost变换器由于其具有两个开关管，能工作在Buck或者Boost模式下，同时其开关管电压和电流应力，以及开关损耗和电感、电容的大小与传统的Buck和Boost电路都相同，从而在新能源发电系统的应用越来越受到重视。但是这种变换器在输入电压变化范围较大，引起工作模式切换时，会在输出电压上产生一个较大的冲击，轻则影响后级设备和变换器本身的正常工作，重则可能导致变换器本身和后级设备烧毁，使整个发电系统瘫痪，同时其可实现的变换功率也比较小。

技术实现要素：

为了解决上述问题，本发明公开了一种宽输入的直流变换器拓扑，其特征在于，包括双管Buck-Boost变换器和交错并联型双管Buck-Boost变换器这两种拓扑结构；

所述双管Buck-Boost变换器的主电路结构为：输入电源的正极与第一MOSFET开关管S₁的漏极相连；，第一MOSFET开关管S₁的源极分别与第一碳化硅二极管D₁的负极和电感L的输入侧相连；第一碳化硅二极管D₁的正极直接与输入电源的负极相连；电感L的输出侧则与第二MOSFET开关管S₂的漏极和第二碳化硅二极管D₂的正极相连；，第二MOSFET开关管S₂的源极与输入电源的负极直接相连；第二碳化硅二极管D₂的负极与输出侧电容C的正极相连；输出侧电容C的负极直接与输入电源的负极相连；输出侧电容C的正极就作为变换器输出的正极，电容C的负极即输入电源的负极作为变换器输出的负极；

所述交错并联型双管Buck-Boost变换器的主电路拓扑结构为：输入电源的正极与第一MOSFET开关管S₁的漏极相连；第一MOSFET开关管S₁的源极分别与第一碳化硅二极管D₁的负极和电感甲L₁的输入侧相连；第一碳化硅二极管D₁的正极直接与输入电源的负极相连；输入电源的正极与第三MOSFET开关管S₃的漏极相连；第三MOSFET开关管S₃的源极分别与第三碳化硅二极管D₃的负极和电感乙L₂的输入侧相连；第三碳化硅二极管D₃的正极直接与输入电源的负极相连；电感甲L₁与电感乙L₂的输出侧分别与第二MOSFET开关管S₂的漏极和第二碳化硅二极管D₂的正极相连；第二MOSFET开关管S₂的源极与输入电源的负极直接相连；第二碳化硅二极管D₂的负极与输出侧电容C的正极相连；输出侧电容C的负极直接与输入电源的负极相连；输出侧电容C的正极就作为变换器输出的正极，电容C的负极即输入电源的负极作为变换器输出的负极。

所述输入电源为新能源发电系统或者电池电源输出的直流电源。

所述变换器输出直接连接各种阻性负载，也能直接与逆变器直流端相连。

适用于双管Buck-Boost变换器的前馈型平均电流控制系统，将输入电压通过前馈模块的处理后，加至平均电流控制的电流内环，快速抑制了输入电压扰动对输出电压的影响，具体为：第一减法器1-1、电压调节器1-2、第二减法器1-3、电流调节器1-4依次连接，电流调节器1-4的输出端分别与第一加法器1-5的输入端、第三加法器1-7的输入端连接，第一加法器1-5、第二加法器1-6、第一比较器1-8和S₁驱动模块1-10依次连接，第三加法器1-7、第二比较器1-9、和S₂驱动模块1-11依次连接，第一输入电压前馈函数模块1-12的输出端连接到第二加法器1-6的输入端，第二输入电压前馈函数模块1-13的输出端连接到第三加法器1-7的输入端；在第一减法器1-1中输入变换器输出电压信号v_o和给定的输出侧电压值v_ref，在第二减法器中输入从变换器的电感处取得的电流信号i_L，在第一加法器1-5中输入给定的偏移量信号u_bias，在第二加法器1-6中输入Buck开关的调制信号的前馈量v₁，在第三加法器1-7中输入Boost开关的调制信号的前馈量v₂；从S₁驱动模块1-10输出驱动S₁高频开关的开关驱动信号，从S₂驱动模块1-11输出驱动S₂高频开关的开关驱动信号；双管Buck-Boost变换器的第一MOSFET开关管S₁的栅极与S₁驱动模块1-10相连，双管Buck-Boost变换器的第二MOSFET开关管S₂的栅极与S₂驱动模块1-11相连。

所述电压调节器2、电流调节器4、电流调节器5、电流调节器6都为比例-积分PI调节器。

适用于交错并联型双管Buck-Boost变换器的前馈型平均电流控制系统，将输入电压通过前馈模块的处理后加至了平均电流控制的电流内环，快速抑制了输入电压扰动对输出电压的影响，具体为：第一减法器2-1和电压调节器2-2互相连接，第二减法器2-3和电流调节器2-5互相连接，第三减法器2-4和电流调节器2-6互相连接；第二减法器2-3和第三减法器2-4的输入端与电压调节器2-2的输出端相连；电流调节器2-5的输出端分别与第一加法器2-7的输入端、第五加法器2-11的输入端连接，电流调节器2-6的输出端与第二加法器2-8的输入端相连；第一加法器2-7、第三加法器2-9、第一比较器2-12和第一驱动模块2-16依次连接，第二加法器2-8、第四加法器2-10、第二比较器2-13和第二驱动模块2-17依次连接，第五加法器2-11、第三比较器2-14、第三驱动模块2-19依次连接；第一输入电压前馈函数模块2-15的输出端连接到第三加法器2-9和第四加法器2-10的输入端，第二输入电压前馈函数模块2-19的输出端连接到第五加法器2-11的输入端；在第一减法器2-1中输入变换器输出电压信号和给定的输出侧电压值，在第二减法器2-3中输入从变换器的电感甲L₁处取得的电流信号，在第三减法器2-4中输入从变换器的电感乙L₂处取得的电流信号，在第一加法器2-7和第二加法器2-8中输入给定的偏移量信号，第一加法器2-7和第二加法器2-8中输出信号分别对应输入第三加法器2-9和第四加法器2-10中，在第三加法器2-9和第四加法器2-10中还输入Buck开关的前馈信号v₁，在第五加法器2-11中输入Boost开关的前馈信号v₂，在前馈函数模块2-15和前馈函数模块2-18中输入变换器输入电压信号；第一比较器2-12的输出信号经过S₁驱动模块2-16输出驱动交错并联型双管Buck-Boost变换器的第一MOSFET开关管S₁的开关驱动信号，第二比较器2-17的输出信号经过S′₁驱动模块2-17输出驱动交错并联型双管Buck-Boost变换器的第三MOSFET开关管S₃的开关驱动信号，第三比较器2-14的输出信号经过S₂驱动模块2-19输出驱动交错并联型双管Buck-Boost变换器的第二MOSFET开关管S₂的开关驱动信号；所述电压调节器2-22-2、电流调节器2-52-5、电流调节器2-62-6都为比例-积分调节器。

所述的适用于双管Buck-Boos变换器的前馈型平均电流控制系统的控制方法，其特征在于，具体步骤为：

1)从变换器输出侧取得变换器输出电压信号v_o，与给定的输出侧电压值v_ref通过第一减法器1-1，做差形成误差信号v_w，送入电压调节器1-2，得到电压调节器的输出信号v_i；第一减法器1-1和电压调节器1-2构成电压外环；

2)从变换器的电感处取得的电流信号i_L，与电压调节器1-2的输出信号v_i通过第二减法器1-3，做差形成误差信号i_w，送入电流调节器1-4，得到电流调节器的输出信号v_c；第二减法器1-3和电流调节器1-4共同构成电流内环；

3)从变换器输入侧取得的输入电压信号v_g，分两路经过第一输入电压前馈函数模块1-12和第二输入电压前馈函数模块1-13处理，分别得到Buck开关的调制信号的前馈量v₁和Boost开关的调制信号的前馈量v₂，这个两个信号分别送到第二加法器1-6和第三加法器1-7；第一输入电压前馈函数模块1-12和第二输入电压前馈函数模块1-13以及第二加法器1-6和第三加法器1-7共同构成输入电压前馈模块；

4)电流调节器1-4的输出信号v_c分两路，一路与给定的偏移量信号u_bias和前馈量信号v₁通过第一加法器1-5相加，得到Buck开关的初步调制信号，在通过第二加法器1-6与调制信号的前馈量v₁相加得到Buck开关的调制信号v_Buck；另一路与调制信号的前馈量v₂通过第三加法器1-7与调制信号的前馈量v₂相加得到Boost开关的调制信号v_Boost；给定的偏移量信号u_bias和第一加法器1-5构成模式切换模块，所述控制方法在Buck和Boost模式之间的自动切换是由这部分完成的；

5)调制信号v_Buck与高频三角波通过第一比较器1-8的比较后，得到控制开关S₁的开关信号，开关信号直接送到S₁驱动模块1-10，经过S₁驱动模块1-10的放大后得到的开关驱动信号直接送至第一MOSFET开关管S₁的栅极，用来控制其开通与关断；

6)调制信号v_Boost与高频三角波通过第二比较器1-9的比较后，得到控制开关S₂的开关信号，开关信号直接送到S₂驱动模块1-11，经过S₂驱动模块1-11的放大后得到的开关驱动信号直接送至第二MOSFET开关管S₂的栅极，控制其开通和关断。

所述的适用于交错并联型双管Buck-Boos变换器的前馈型平均电流控制系统的控制方法，其特征在于，具体步骤为：

1)从变换器输出侧取得变换器输出电压信号v_o，与给定的输出侧电压值v_ref通过第一减法器2-1，做差形成误差信号v_w，送入电压调节器2-2，得到电压调节器的输出信号v_i；第一减法器2-1和电压调节器2-2构成电压外环；

2)从变换器的电感L处取得的电流信号i_L，与电压调节器2-2的输出信号v_i通过第二减法器2-3，做差形成误差信号i_w，送入电流调节器2-5，得到电流调节器的输出信号v_c；第二减法器2-3和电流调节器2-5共同构成电流内环2-1；

3)从变换器的电感L′处取得的电流信号i′_L，与电压调节器2-2的输出信号v_i通过第三减法器2-4，做差形成误差信号i′_w，送入电流调节器2-6，得到电流调节器的输出信号v′_c；第三减法器2-4和电流调节器2-6共同构成电流内环2-2；

4)从变换器输入侧取得的输入电压信号v_g，分两路经过第一输入电压前馈函数模块2-15和第二输入电压前馈函数模块2-19处理，分别得到Buck开关S₁和S′₁的调制信号的前馈量v₁和Boost开关S₂的调制信号的前馈量v₂，这个两个信号分别送到第三加法器2-9、第四加法器2-10和第五加法器2-11；第一输入电压前馈函数模块2-15和第二输入电压前馈函数模块2-19以及第三加法器2-9、第四加法器2-10和第五加法器2-11共同构成输入电压前馈模块；

5)电压调节器2-2的输出信号v_i分两路，一路与第二减法器2-3的输出入侧相连，另一路则与第三减法器2-4的输入侧相连；

6)电流调节器2-5的输出信号v_c分两路，一路与给定的偏移量信号u_bias通过第一加法器2-7相加，得到Buck开关S₁的初步调制信号，再通过第三加法器2-9与调制信号的前馈量v₁相加得到Buck开关S₁的调制信号v_Buck；另一路与调制信号的前馈量v₂通过第五加法器2-11与调制信号的前馈量v₂相加得到Boost开关S₂的调制信号v_Boost；电流调节器2-8的输出信号v′_c与给定的偏移量信号u_bias通过第二加法器2-8相加，得到Buck开关S′₁的初步调制信号，再通过第四加法器2-10与调制信号的前馈量v₁相加得到Buck开关S′₁的调制信号v′_Buck；给定的偏移量信号u_bias和第一加法器2-7、第二加法器2-8共同构成了模式切换模块，所述控制方法在Buck和Boost模式之间的自动切换是由这部分完成的；

7)调制信号v_Buck与高频三角波通过第一比较器2-12的比较后，得到控制开关S₁的开关信号，开关信号直接送到S₁驱动模块2-16，经过S₁驱动模块2-16的放大后得到的开关驱动信号直接送至第一MOSFET开关管S₁的栅极，用来控制其开通与关断；

8)调制信号v′_Buck与高频三角波通过第二比较器2-13的比较后，得到控制开关S′₁的开关信号，送入第二比较器2-13的高频三角波与送入第一比较器2-12和第三比较器2-14的高频三角波在相位上相差π，也即相差半个开关周期；得到的开关信号直接送到S′₁驱动模块2-17，经过S′₁驱动模块2-17的放大后得到开关驱动信号直接送至第三MOSFET开关管S₃的栅极，用来控制其开通与关断；

9)调制信号v_Boost与高频三角波通过第三比较器2-14的比较后，得到控制开关S₂的开关信号，送入第三比较器2-14的高频三角波与送入第一比较器2-12的高频三角波完全相同；得到的开关信号直接送到S₂驱动模块2-19，经过S₂驱动模块2-19的放大后得到的开关驱动信号直接送至第二MOSFET开关管S₂的栅极，控制其开通和关断。

有益效果

本发明通过在两级Buck-Boost变换器上使用前馈型平均电流控制方法，可以在实现宽范围输入的同时，有效地提高变换器的输入动态响应性能。适用于双管Buck-Boost变换器和交错并联型双管Buck-Boost变换器的前馈型平均电流控制系统包含了平均电流控制的电压外环和电流内环的双闭环结构，以及输入电压前馈模块和模式切换模块。电压和电流的双闭环结构与单电压环结构的电压模式控制、峰值电流控制等相比，具有较好的静、动态响应性能、较强的抗干扰能力、占空比大于0.5时无需斜坡补偿、能够精确的控制电感电流，便于实现对电感电流的控制等优势；模式切换模块能够实现两级Buck-Boost变换器根据输入电压的变化进行变换器Buck模式和Boost模式的自动切换；前馈模块通过将输入电压前馈引入到平均电流控制的电流内环，在大大简化前馈函数表达式的同时，也能够更快的抑制输入电压波动对输出电压的影响，不仅提高了变换器在Buck和Boost模式下的输入动态响应速度，也很好地抑制了变换器在Buck和Boost两种模式之间切换时输出电压的冲击，实现了变化器两模式的平滑切换；适用于交错并联型双管Buck-Boost变换器的前馈型平均电流控制系统，在具有以上有益效果的同时，还可以实现两并联电感的均流，防止其中一路电感因承担较多负荷而烧毁。两级Buck-Boost变换器在具有升降压功能的同时，与传统的升降压变换器相比，其电路拓扑结构简单，而且开关电压应力低，方便进行容量的扩充等有益效果，能够很好的适应目前宽范围输入、大功率、高频领域的要求。

附图说明：

图1为双管Buck-Boost变换器主电路拓扑；

图2为本发明的用于双管Buck-Boost变换器的前馈型平均电流控制系统结构图。

图3为本发明公开的交错并联型双管Buck-Boost变换器

图4为本发明的适用于交错并联型双管Buck-Boost变换器的前馈型平均电流控制系统框图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明进一步详细说明。

图1所示为本发明公开的用于双管Buck-Boost变换器的前馈型平均电流控制系统及方法的适用电路主拓扑。其具体结构如下：输入电源为新能源发电系统、电池电源输出的直流电源或者其它波动范围较大的直流电源。输入电源的正极与第一MOSFET开关管S₁的漏极相连；，第一MOSFET开关管S₁的源极分别与第一碳化硅二极管D₁的负极和电感L的输入侧相连；第一碳化硅二极管D₁的正极直接与输入电源的负极相连；电感L的输出侧则与第二MOSFET开关管S₂的漏极和第二碳化硅二极管D₂的正极相连；，第二MOSFET开关管S₂的源极与输入电源的负极直接相连；第二碳化硅二极管D₂的负极与输出侧电容C的正极相连；输出侧电容C的负极直接与输入电源的负极相连；输出侧电容C的正极就作为变换器输出的正极，电容C的负极即输入电源的负极作为变换器输出的负极；变换器输出侧直接连接各种阻性负载，也能直接与逆变器直流端直接相连。

图2所示为用于双管Buck-Boost变换器的前馈型平均电流控制系统的结构图。

从变换器输出侧取得变换器输出电压信号v_o，与给定的输出侧电压值v_ref通过第一减法器1-1，做差形成误差信号v_w，送入电压调节器1-2，得到电压调节器的输出信号v_i；第一减法器1-1和电压调节器1-2构成电压外环；

从变换器的电感处取得的电流信号i_L，与电压调节器1-2的输出信号v_i通过第二减法器1-3，做差形成误差信号i_w，送入电流调节器1-4，得到电流调节器的输出信号v_c；第二减法器1-3和电流调节器1-4共同构成电流内环；

从变换器输入侧取得的输入电压信号v_g，分两路经过第一输入电压前馈函数模块1-12和第二输入电压前馈函数模块1-13处理，分别得到Buck开关的调制信号的前馈量v₁和Boost开关的调制信号的前馈量v₂，这个两个信号分别送到第二加法器1-6和第三加法器1-7；第一输入电压前馈函数模块1-12和第二输入电压前馈函数模块1-13以及第二加法器1-6和第三加法器1-7共同构成输入电压前馈模块；

第一输入电压前馈函数模块1-12和第二输入电压前馈函数模块1-13为在传统Buck和Boost小信号模型的基础上根据控制拓扑的结构推导所得，其表达式都为即：模块输出＝模块输入

电流调节器1-4的输出信号v_c分两路，一路与给定的偏移量信号u_bias和前馈量信号v₁通过第一加法器1-5相加，得到Buck开关的初步调制信号，在通过第二加法器1-6与调制信号的前馈量v₁得到Buck开关的调制信号v_Buck；另一路与调制信号的前馈量v₂通过第三加法器7得到Boost开关的调制信号v_Boost；给定的偏移量信号u_bias和第一加法器5构成模式切换模块，所述控制方法在Buck和Boost模式之间的自动切换是由这部分完成的；

调制信号v_Buck与高频三角波通过第一比较器1-8的比较后，得到控制开关S₁的开关信号，开关信号直接送到S₁驱动模块1-10，经过S₁驱动模块1-10的放大后得到驱动S₁高频开关的开关驱动信号，此信号直接送至MOSFET开关管S₁的栅极，用来控制其开通与关断；

调制信号v_Boost与高频三角波通过第二比较器1-9的比较后，得到控制开关S₂的开关信号，开关信号直接送到S₂驱动模块1-11，经过S₂驱动模块1-11的放大后得到驱动S₂高频开关的开关驱动信号，此信号直接送至开关管S₂的栅极，控制其开通和关断。

图3所示为本发明公开的适用于大功率场合的交错并联型双管Buck-Boost变换器电路主拓扑。其具体结构如下：

输入电源v_g为新能源发电系统、电池电源输出的直流电源或者其它波动范围较大的直流电源。输入电源的正极与第一MOSFET开关管S₁的漏极相连；第一MOSFET开关管S₁的源极分别与第一碳化硅二极管D₁的负极和电感甲L₁的输入侧相连；第一碳化硅二极管D₁的正极直接与输入电源的负极相连；输入电源的正极与第三MOSFET开关管S₃的漏极相连；第三MOSFET开关管S₃的源极分别与第三碳化硅二极管D₃的负极和电感乙L₂的输入侧相连；第三碳化硅二极管D₃的正极直接与输入电源的负极相连；电感甲L₁与电感乙L₂的输出侧分别与第二MOSFET开关管S₂的漏极和第二碳化硅二极管D₂的正极相连；第二MOSFET开关管S₂的源极与输入电源的负极直接相连；第二碳化硅二极管D₂的负极与输出侧电容C的正极相连；输出侧电容C的负极直接与输入电源的负极相连；输出侧电容C的正极就作为变换器输出的正极，电容C的负极即输入电源的负极作为变换器输出的负极。变换器输出侧直接连接各种阻性负载，也能直接与逆变器直流端直接相连。

图4所示为本发明公开的适用于交错并联型双管Buck-Boost变换器的前馈型平均电流控制的结构图。该方法的具体实施方式为：

1)从变换器输出侧取得变换器输出电压信号v_o，与给定的输出侧电压值v_ref通过第一减法器2-1，做差形成误差信号v_w，送入电压调节器2-2，得到电压调节器的输出信号v_i；第一减法器2-1和电压调节器2-2构成电压外环；

2)从变换器的电感L处取得的电流信号i_L，与电压调节器2-2的输出信号v_i通过第二减法器2-3，做差形成误差信号i_w，送入电流调节器2-5，得到电流调节器的输出信号v_c；第二减法器2-3和电流调节器2-5共同构成电流内环2-1；

3)从变换器的电感L′处取得的电流信号i′_L，与电压调节器2-2的输出信号v_i通过第三减法器2-4，做差形成误差信号i′_w，送入电流调节器2-6，得到电流调节器的输出信号v′_c；第三减法器2-4和电流调节器2-6共同构成电流内环2-2；

4)从变换器输入侧取得的输入电压信号v_g，分两路经过第一输入电压前馈函数模块2-15和第二输入电压前馈函数模块2-19处理，分别得到Buck开关S₁和S′₁的调制信号的前馈量v₁和Boost开关S₂的调制信号的前馈量v₂，这个两个信号分别送到第三加法器2-9、第四加法器2-10和第五加法器2-11；第一输入电压前馈函数模块15和第二输入电压前馈函数模块2-19以及第三加法器2-9、第四加法器2-10和第五加法器2-11共同构成输入电压前馈模块；

5)电压调节器2-2的输出信号v_i分两路，一路与第二减法器2-3的输出入侧相连，另一路则与第三减法器2-4的输入侧相连；

6)电流调节器2-5的输出信号v_c分两路，一路与给定的偏移量信号u_bias通过第一加法器2-7相加，得到Buck开关S₁的初步调制信号，再通过第三加法器2-9与调制信号的前馈量v₁相加得到Buck开关S₁的调制信号v_Buck；另一路与调制信号的前馈量v₂通过第五加法器2-11与调制信号的前馈量v₂相加得到Boost开关S₂的调制信号v_Boost；电流调节器2-8的输出信号v′_c与给定的偏移量信号u_bias通过第二加法器2-8相加，得到Buck开关S′₁的初步调制信号，再通过第四加法器2-10与调制信号的前馈量v₁相加得到Buck开关S′₁的调制信号v′_Buck；给定的偏移量信号u_bias和第一加法器2-7、第二加法器2-8共同构成了模式切换模块，所述控制方法在Buck和Boost模式之间的自动切换是由这部分完成的；

7)调制信号v_Buck与高频三角波通过第一比较器2-12的比较后，得到控制开关S₁的开关信号，开关信号直接送到S₁驱动模块2-16，经过S₁驱动模块2-16的放大后得到的开关驱动信号直接送至第一MOSFET开关管S₁的栅极，用来控制其开通与关断；

8)调制信号v′_Buck与高频三角波通过第二比较器2-13的比较后，得到控制开关S′₁的开关信号，送入第二比较器2-13的高频三角波与送入第一比较器2-12和第三比较器2-14的高频三角波在相位上相差π，也即相差半个开关周期；得到的开关信号直接送到S′₁驱动模块2-17，经过S′₁驱动模块2-17的放大后得到开关驱动信号直接送至第二MOSFET开关管S′₁的栅极，用来控制其开通与关断；

6)调制信号v_Boost与高频三角波通过第三比较器2-14的比较后，得到控制开关S₂的开关信号，送入第三比较器2-14的高频三角波与送入第一比较器2-12的高频三角波完全相同；得到的开关信号直接送到S₂驱动模块2-19，经过S₂驱动模块12-9的放大后得到的开关驱动信号直接送至第三MOSFET开关管S₂的栅极，控制其开通和关断。