用于使用继电器式规则的开关模式电源控制器的辅助电源的制作方法

本申请涉及用于向开关模式电源(SMPS)的控制器提供电能的方法和电路。所公开的技术使用SMPS内或外的最小附加电路装置向SMPS控制器提供电能。

背景技术：

开关模式电源(SMPS)被广泛用于向诸如计算机、电视机、照明系统和其他电子装置的电子设备(负载)提供电能。如同其他电源，SMPS将来自电源的电能转换为更加适合于负载的形式。在典型应用中，从具有50Hz到60Hz的频率和90V到240V的均方根(RMS)电压电平的交流(AC)主电压获取电源。SMPS将该电源转换为提供给负载的低压直流(DC)电能。

SMPS相对于其他电源类型具有多重优势。SMPS通常比其他类型的电源明显更加有效，因为它们浪费欧姆损耗中的较少能量，例如由依赖于线性规则的电源所进行的。由于浪费的能量通常必须作为热量进行消散，所以SMPS减少了热消散需求，意味着需要更少和/或更小的热沉。此外，与其他电源类型相比，一些SMPS结构不要求或者要求较小的变压器。由于这些原因，SMPS通常比其他电源类型更小且更便宜。

虽然具有用于SMPS的许多结构，但所有这些结构在一些电平下切换(启用和禁用)提供给输出负载的电能。SMPS控制器通过改变诸如用于驱动一个或多个开关器件(例如，晶体管)的脉宽调制(PWM)信号的频率和/或占空比的参数来管理这种切换，使得提供给负载的输出电能在电压和电流方面满足负载的电能需求。

SMPS控制器本身是必须供电的电子设备。在SMPS的启动期间以及用于SMPS的持续(稳定状态)操作期间，必须向SMPS控制器提供电能。用于向SMPS控制器提供电能的一些现有解决方案依赖于SMPS外的独立电源。其他解决方案在SMPS内的变压器抽出辅助绕组来向SMPS控制器提供电能。使用外部电源具有如下缺点，其要求外部电路装置，从而增加SMPS系统的尺寸和成本。使用变压器的辅助绕组要求SMPS包括变压器，这在一些SMPS设计中是不期望的，例如不具有变压器的降压转换器。即使对于结合有变压器的SMPS设计来说，优选不要求在变压器内包括辅助绕组(具有相关联的尺寸和成本)。

期望用于向SMPS控制器提供电能的电路和方法。这种电路和方法应该要求在SMPS所要求之外的最小电路部件，并且应该能够在SMPS的启动和稳定状态操作期间向SMPS控制器提供电能。

技术实现要素：

根据开关模式电源(SMPS)中的方法实施例，使用常开型开关器件向SMPS的控制器提供电能，其中常开型开关器件在抽头连接点处与常闭型开关器件串联连接。通过启用常开型开关器件和常闭型开关器件使得二者均导通来向SMPS的负载提供电流。常闭型器件被禁用，随后监控抽头连接点处的电压。如果监控的抽头连接电压被检测为高于第一阈值电平，则常开型开关器件被启用或者保持启用。如果监控的抽头连接电压被检测为超过高于第一电平的第二电平，则常开型开关器件被禁用。

根据开关模式电源(SMPS)电路的实施例，SMPS电路包括在抽头连接点处串联的常开型开关器件和常闭型开关器件。SMPS电路还包括：SMPS控制器，从抽头连接点提供电能；以及继电器式(bang-bang)控制器。继电器式控制器被配置为监控抽头连接点处的电压并且控制常开型开关器件。继电器式控制器启用或保持启用常开型器件响应于检测到抽头连接电压低于第一阈值电平。在检测到抽头连接电压超过高于第一电平的第二电平时，继电器式控制器禁用常开型器件。

对于上述SMPS方法和电路实施例，常闭型开关器件默认为禁用状态，其中电流不再其输入和输出端之间传导。通过向常闭型器件的控制端提供适当信号来启用常闭型开关器件，从而使得电流在其输入和输出端之间传导。常开型开关器件默认为启用状态，其中在其输入和输出端之间传导电流。通过向常开型开关器件的控制端提供适当信号来禁用常开型开关器件，从而防止电流在其输入和输出端之间传导。

本领域技术人员将在阅读以下详细说明并查看附图的基础上意识到附加的特征和优势。

附图说明

附图的元件不需要相互按比例绘制。类似的参考标号表示对应的类似的部分。各个所示实施例的特征可以组合，除非它们相互排除。附图中示出且在如下说明书中描述实施例。

图1示出了被配置为向SMPS的控制器提供电能的开关模式电源(SMPS)的框图。

图2示出了用于向SMPS控制器提供电能的方法。

图3示出了被配置为向SMPS的控制器提供电能的包括反激(flyback)转换器的SMPS电路。

图4示出了由被配置为向SMPS的控制器提供电能的SMPS电路产生的波形。

图5示出了图3的SMPS电路的变形例，其中去除反激转换器并且SMPS以浮置降压拓扑来配置。

图6示出了被配置为向SMPS的控制器供电的SMPS电路，其中常开型开关器件的级联用于为SMPS的负载供电，并且其中继电器式控制器与SMPS控制器独立实施。

图7示出了SMPS电路，其中增强模式金属氧化物半导体场效应晶体管被配置以操作为常开型开关器件并且被配置为将电能提供给SMPS的控制器。

具体实施方式

本文描述的实施例用于在开关模式电源(SMPS)的启动期间及其稳定状态操作期间向SMPS的控制器提供电能。这不要求外部电源来完成。通过适当地配置SMPS的现有电路装置，实施例能够使用最小附加电路装置来向SMPS控制器提供电能。

将在以下说明书和相关特征中描述各个实施例。这些实施例提供了用于解释的特定示例，并且不用于限定本发明。除了不允许的情况，来自这些示例性实施例的特征和方面可以组合或重新布置。

本发明的目的在于SMPS的实施例。SMPS通常在本领域是公知的。为了避免混淆本发明的特定方面，将不再详细讨论与SMPS的控制相关联的已知方面，例如确定切换的频率和占空比。这将包括针对开环SMPS以及闭环确定这样的参数，其中SMPS的电压输出用于确定和/或调整这样的参数。

SMPS可以使用各种拓扑来实施，诸如反激、正向、降压、升压、降压-升压等。本文描述的技术类似地应用于多种这样的拓扑，并且特定拓扑不是尤其重要的。为了避免不需要的复杂度，将使用有限集合的拓扑来描述示例性实施例，应该理解也可以利用其他SMPS拓扑来实施本发明。

图1示出了SMPS 100的高级框图，其可用于向SMPS的控制器110提供电能。电源(未示出)经由输入V_IN在整流器120或类似部件处向SMPS提供电能。在典型结构中，电源可以是由具有50至60Hz的频率以及90至240V_RMS的电压电平的主电压提供的交流(AC)电源。整流器120将AC电压转换为直流(DC)电压，其被提供给调节电路130。在一些应用(例如，电池供电设备)中，电源可以提供DC电压，在这种情况下，整流器可以省略或者用一些其他电路装置(例如，DC变压器或类似部件)来替换。

调节电路130将根据SMPS 100的拓扑而变化。在隔离拓扑中，调节电路130可以包括反激变压器，其中通过初级绕组的电流被切换以在变压器的次级绕组处提供期望的输出电压和电流。然后，输出电压(V_OUT)被提供给一些负载，诸如电子设备(例如，照明系统、无线电、电视、装置)。在非隔离拓扑(诸如降压转换器)中，调节电路130通常包括二极管和电感器而非反激变压器。与基于反激变压器的隔离拓扑相比，降压转换器通常较小并且较便宜。因此，SMPS 100将在假定调节电路130包括反激变压器的情况下进行描述，尽管应该理解，SMPS 100可以类似地支持其他拓扑。

使用一个或多个开关(诸如常开型开关器件140和常闭型开关器件150)，电流被切换通过包括在调节电路130中的反激变压器的初级绕组。常开型开关器件的特征在于，其传导电流直到(例如，在开关器件的控制端处)向其提供了禁用该开关的控制信号为止。例如，在常开型开关器件140的控制端处提供的负电压会禁用该器件，使其在输入和输出端之间不传导电流。相反，在该控制端处提供零电压启用器件140，使其在输入和输出端之间传导电流。如果在控制端上不提供控制信号(例如，该端子“浮置”)，则开关器件140默认启用并且在其输入和输出端之间传导电流。常开型开关器件140优选包括耗尽模式N沟道金属氧化物半导体(MOS)场效应晶体管(FET)，尽管在一些应用中可以使用其他器件，诸如结型FET(JFT)、高电子迁移率晶体管(HEMT)等。

常闭型开关器件的特征在于，其不传导电流，直到(例如，在开关器件的控制端处)向其提供了启用该开关的控制信号为止。例如，在常闭型开关器件150的控制端处提供的正电压会启用该器件，使其在输入和输出端之间传导电流。相反，在该控制端处提供的零电压禁用器件150，使其不在输入和输出端之间传导电流。如果控制端上不提供控制信号(例如，该端子“浮置”)，则开关器件150默认禁用并且不在其输入和输出端之间传导电流。常闭型开关器件150优选包括增强模式N沟道金属氧化物半导体(MOS)场效应晶体管(FET)，尽管在一些应用中可以使用其他器件，诸如JFET、双极结晶体管(BJT)等。

SMPS控制器110通过适当地控制诸如常开型开关器件140和常闭型开关器件150的开关器件来控制电流的切换。控制器110通常产生脉宽调制(PWM)波形，该波形具有被配置为产生期望的输出电压V_OUT的频率和占空比。在一些实施方式中，例如使用由输出电压直接驱动的光耦合器或者调节电路130内的反激变压器的辅助绕组，SMPS控制器110可以在输入VS_OUT处感测输出电压V_OUT。在这种实施方式中，PWM波形可以被调整以保持期望的输出电压V_OUT。

在使用常闭型和/或常闭型开关器件的传统SMPS中，SMPS控制器使用PWM波形和/或PWM波形的变形(例如，反转版本)同时(或者近乎同时)地切换SMPS开关器件。本发明的SMPS与这种传统方法的区别在于，开关器件不被同时切换。更具体地，控制开关，使得具有常闭型开关器件140被启用(传导)而常闭型开关150禁用(不传导)的一些时间段。在这种时间段期间内，流过常开型开关器件140的电流经由滤波器和阻挡电路170被提供给SMPS控制器110的电源输入(Vcc)。由此，SMPS控制器110能够被提供电能。

使用PWM波形输出SW_{N_OFF}，通过SMPS控制器来控制常闭型开关器件150。通过继电器式控制器160从其输出SW_{N_ON}控制常开型开关器件140。继电器式控制器160可设置有来自SMPS控制器110的信号SW_{N_OFF}，使得继电器式控制器160可以同步常闭型开关器件140的启用和禁用以及常闭型开关器件150的切换。

通过继电器式控制器160在其输入VS_TAP处感测常开型开关器件与常闭型开关器件之间的抽头连接点处的电压。在常闭型开关器件150禁用的周期期间，继电器式控制器响应于检测到抽头连接点处的电压低于第一电平来启用(或者保持启用)常开型开关器件140。继电器式控制器160响应于检测到抽头连接点处的电压高于第二电平来禁用常开型器件140，其中第二电平高于第一电平。如果抽头连接点处的电压在第一和第二阈值之间，则不对常开型器件140的状态进行改变。

继电器式控制器160可以使用独立的硬件部件(诸如晶体管、二极管和电阻器)来实施，可以使用包括数字和模拟部件的处理器电路装置来实施，或者可以使用这种硬件部件和处理器电路装置的组合来实施。继电器式控制器160可以是图1所示的独立控制器，或者其可以集成在SMPS控制器110内。

图2示出了用于向SMPS控制器提供电能的方法的实施例。该方法可以在诸如图1所示的SMPS中实施。

方法200通过启用常开型和常闭型开关器件来开始(212)。可包括在SMPS控制器110中的定时器t_p被重置(216)并用于在时间段t_D1内保持两个开关器件启用，其中该时间段可通过SMPS控制器110使用传统技术来确定。一旦开关器件在该时间段内被启用，如定时器t_p达到t_D1所示(218)，常闭型器件被禁用(220)。在图2中通过虚线框210来表示两个开关器件都被启用的操作阶段。

在常闭型开关器件禁用之后(220)，执行第二操作阶段230直到时间t_D2。在该阶段期间，抽头连接点处的电压被监控(250)。如果检测到的抽头电压降到第一阈值V_TH1以下(260)，则常开型开关器件被启用，或者如果已经被启用，则保持启用(264)。如果检测到的抽头电压上升到高于第一阈值的第二阈值V_TH2之上(270)，则常开型开关器件被禁用(274)。如果检测到的抽头电压在第一和第二阈值之间，则不对常开型器件的状态进行改变。重复该处理，直到达到时间段t_D2的末尾(如定时器t_p所表示)，在该点处，该方法通过启用两个开关重新开始(212)。

在控制常开型开关器件的过程中使用低阈值V_TH1和高阈值V_TH2在器件的切换中提供了滞后，从而防止会在常开型器件及其控制器(例如，继电器式控制器160)的切换中导致不期望的电能使用(和噪声)的过多切换。

在包括上述方法的稍微改变版本的实施例(未示出)中，限定第三电压阈值V_TH3。该阈值大于第一阈值V_TH1和第二阈值V_TH2。如果抽头连接点处的电压(V_TAP)被检测为达到第三阈值V_TH3，则钳位器件被启用以防止电压V_TAP增加到V_TH3之上。钳位器件例如可以是雪崩二极管，其击穿电压等于第三阈值V_TH3。

图3示出了可用于向SMPS的控制器310提供电能的SMPS电路300的实施例。上面结合图2描述的方法可由这种电路来执行。

外部源(未示出)在输入V_{DC_IN}处提供电能。该电源例如可以通过连接至AC主电压的整流器或者通过DC电源来提供。V_{DC_IN}是具有初级绕组(由Lm表示)和次级绕组(其被配置为向SMPS的负载提供输出电压V_OUT)的反激转换器330的输入。流过初级绕组Lm的表示为I_Lm的电流被切换以提供满足负载要求的输出电压(V_OUT)和电流。使用耗尽模式MOSFET Q2(常开型)和增强模式MOSFET Q1(常闭型)来切换电流I_Lm，其中MOSFET Q2进一步使用增强模式MOSFET Q3(常闭型)来控制。

MOSFET Q1、Q2和Q3均使用施加至它们相应的栅极端的电压来控制。MOSFET Q2是N沟道耗尽模式器件。当在栅极-源极端子两端施加充分幅度的负电压(通常称为器件的阈值电压)时，该器件被禁用，使得在其漏极和源极端子之间抑制电流传导。当栅极-源极电压(表示为V_{GS_Q2})为零或保持浮置时，器件Q2被启用，使得电流不在其漏极和源极端子之间传导。MOSFET Q1和Q3是N沟道增强模式器件。当在这种MOSFET的栅极-源极端子两端施加充分幅度的正电压时，例如V_{GS_Q1}或V_{GS_Q2}高于相应器件的阈值电压，增强模式MOSFET被启用并且传导电流。否则，增强模式MOSFET被禁用，使其不传导电流。

SMPS控制器310类似于图1所示的SMPS控制器110。图1的继电器式控制器160有效地通过SMPS控制器310和图3内的其他电路装置(例如，MOSFET Q3)来实施。

现在将结合图4的波形来描述SMPS电路300的功能。在时间t₁处。SMPS控制器310通过向其栅极施加正电压(即，在V_{GS_Q1}处)来启用MOSFET Q1。由于MOSFET Q3已经启用，所以少量电流将流过电阻器R1和R2。(电阻器R1和R2具有相对较高的电阻，R2>>R1。例如，R1＝10kΩ且R2＝50kΩ)因此，MOSFET Q2的栅极处的电压将与MOSFET Q2与MOSFET Q1之间的抽头连接点处的电压基本相同。由于V_{GS_Q2}近似为零，所以耗尽模式MOSFET Q2被启用。由于MOSFET Q1和Q2被启用，所以电流I_Lm从V_{DC_IN}流过MOSFET到地，并且使反激转换器330通电。如图4的I_Lm波形所示，电流I_Lm在从t₁到t₄的时间段内逐渐增加。通过Lm(反激转换器330的初级绕组)的电感来确定电流增加的速率。

在时间t₂处，SMPS控制器310检测其电源电压V_CTRL下降到第一电压阈值V_min，并且响应于此通过在V_{GS_Q3}上驱动低电压来使MOSFET Q3禁用。在时间t₃处，SMPS控制器310使MOSFET Q1禁用，但是由于MOSFET Q3被禁用，所以MOSFET Q2保持启用。(没有负偏置电压施加在V_{GS_Q2})。由于MOSFET Q2启用且MOSFETQ1禁用，所以通过电感器Lm的电流I_Lm通过二极管D1引导。表示为I_CTRL的电流向SMPS控制器310提供电能并且为电容器C_CTRL充电。如图4的波形所示，电流I_CTRL在时间t₃和t₄之间的周期期间内流动。由于电容器C_CTRL被充电，所以SMPS电源电压V_CTRL增加直到其达到表示为V_max的第二阈值。

在检测到电源电压V_CTRL达到第二阈值V_max，SMPS控制器310通过将其栅极电压V_{GS_Q3}驱动为高而启用MOSFET Q3来使MOSFETQ2禁用。(由于MOSFET Q3被启用，所以流过MOSFET Q2和二极管D1的一些电流将流过电阻器D2。这在R2两端产生导致负栅极-源极电压V_{GS_Q2}的压降，这又会使MOSFET Q2禁用)。然后，SMPS控制器310将从电容器C_CTRL拉动其电流(电能)并且电压C_CTRL逐渐增加直到MOSFET Q2启用且MOSFET Q1禁用的下一时间周期。

雪崩二极管D2连接至MOSFET Q3的漏极(等效地，MOSFET Q2的栅极)并用于在抽头连接点处限制电压(V_TAP)和相关的SMPS控制器电压V_CTRL。对于具有12V的反向偏置击穿的雪崩二极管D2来说，MOSFET Q2的栅极处的电压将钳位到12V。通过MOSFET Q2的2V的典型电压阈值，抽头连接电压V_TAP将有效地钳位到14V。在该示例中，电压V_CTRL经由R1连接至V_TAP，结果V_CTRL也限制为14V。在SMPS控制器起作用之前，二极管D2用于在启动阶段期间限制这些电压，并且在SMPS控制器故障使其不能将V_TAP电压限制到第二阈值的情况下用作安全限制。

图5示出了可用于向SMPS的控制器310提供电能的SMPS电路500的可选实施例。在该实施例中，图3的反激转换器(变压器)被电路装置530替代以实施浮置降压转换器。浮置降压转换器相对于反激转换器(或大多数其他隔离拓扑)具有成本和尺寸优势，因为浮置降压转换器不要求变压器。对于该可选实施例，功能性(尤其与MOSFET的切换相关)主要与图3的实施例相同，因此不再赘述。应注意，也可以通过类似于图3和图5的电路来支持除反激转换器和浮置降压转换器之外的拓扑，例如升压转换器、降压-升压转换器、正向、半正向。

图6示出了可用于向SMPS的控制器610提供电能的SMPS电路600的又一实施例。该电路以两种不同的方式不同于图3和图5的电路。首先，先前电路的耗尽模式MOSFET Q2被多个级联到一起的多个耗尽模式MOSFET Q2-Q7(640)代替。应注意，MOSFET的该链640通过Q2的栅极端子来启用和禁用，这与先前的电路实施例的方式相同。第二，使用与SMPS控制器610分离的硬件电路装置来实施继电器式控制器660。SMPS控制器610仍然控制增强模式MOSFET Q1，但是使用继电器式控制器660来实施耗尽模式MOSFET Q2的滞后控制。现在将重点放在继电器式控制器660的操作上来解释SMPS电路600的操作。

在SMPS电路600的启动阶段，SMPS控制器610还没有操作，因为其电源电压V_CTRL还没有达到足够的电平。在该阶段期间，MOSFET Q1和Q2的栅极不被驱动，因此增强模式MOSFET Q1默认其禁用状态，而耗尽模式MOSFET Q2默认其启用状态。从一些外部源(未示出)向MOSFET Q7的漏极提供电流，并且流至MOSFET Q2的源极(外部源例如可以是图3所示的反激转换器或图5所示的浮置降压电路装置530)。

通过禁用MOSFET Q1，电流(I_Q2)从MOSFET Q2的源极初始流过二极管D1并对电容器C_CTRL充电。随着C_CTRL两端的电压(V_CTRL)增加，抽头连接点处的电压(V_TAP)也增加。连接至MOSFET Q2的栅极和电阻器R2的12V的雪崩二极管D2用于防止电压V_TAP和V_CTRL上升到可能损伤电路装置(诸如SMPS控制器610)的电平。具体地，二极管D2限制MOSFET Q2的栅极处的电压(V_{GS_Q2})上升到12V以上。假设MOSFET Q2的栅极阈值电压为2V，由此防止抽头连接点处的电压(V_TAP)上升到14V以上。一旦电源电压V_CTRL达到SMPS控制器610的足够“导通”电平，SMPS控制器610将再次进行操作。

可以通过继电器式控制器660的增强模式MOSFET Q13来(经由二极管D3)禁用MOSFET Q2。当MOSFET Q13被启用时，通过电阻器R2拉动的电流在MOSFET Q2的栅极和源极之间创建负电压(V_{GS_Q2})(例如，-2V)，从而禁用MOSFET Q2。在SMPS电路600的启动阶段期间，抽头连接电压(V_TAP)太低而不能启用MOSFET Q13，因此MOSFET Q2保持启用。(以下将作为SMPS电路600的稳定状态操作的一部分来更加详细地解释MOSFET Q13的操作)。

在SMPS电路600的稳定状态阶段期间，SMPS控制器610通过适当地切换MOSFET Q1(例如，通过向MOSFET Q1的栅极端(V_{GS_Q1})施加脉宽调制(PWM)电压)确保足够的电压和电流输出至SMPS电路600的负载(未示出)。由于MOSFET Q1被启用，所以流入抽头连接点(从耗尽模式MOSFET Q2-Q7)的电流将初始流过MOSFET Q1而非流入二极管D1、电阻器R1或者电阻器R2、R10、R12或R13中的任一个，因为MOSFET Q1提供最低的阻抗路径到地。由于少量或没有电流流过电阻器R2，所以MOSFET Q2的栅极-源极电压(V_{GS_Q2})保持接近零，这表示MOSFET Q2保持其被启用的默认状态。总之，不管增强模式MOSFET Q1何时被启用，耗尽模式MOSFET Q2都将在SMPS电路600中保持启用。

由于MOSFET Q1在其启用状态下的低阻抗，抽头连接电压(V_TAP)将在该周期期间相对较低。二极管D1在该周期期间阻挡电流从V_CTRL节点(从大约9V到13V之间变化)流到V_TAP，但是仍有一些泄露通过电阻器R1。

一旦SMPS控制器610使MOSFET Q1禁用(例如，通过在V_{GS_Q1}处施加低电压)，继电器式控制器660控制MOSFET Q2，使得如果抽头连接点处的电压(V_TAP)低于第一阈值电压(例如，10V)，则MOSFET Q2被启用(或者保持启用)。一旦抽头连接点处的电压(V_TAP)上升到大于第一阈值电压的第二阈值电压(例如，13.5V)，继电器式控制器就使MOSFET Q2禁用。如果抽头连接点处的电压(V_TAP)在第一和第二阈值之间，则MOSFET Q2的状态不发生变化。

在启用MOSFET Q2且禁用MOSFET Q1的时间段期间内，图6中表示为I_CTRL的电流经由二极管D1提供给SMPS控制器610和电容器C_CTRL。假设C_CTRL两端的电压(V_CTRL)充分低(例如，低于约13V)，该电流对电容器C_CTRL进行充电。这是因为二极管D1向从MOSFET Q1的源极流动的电流(I_Q2)呈现最低的阻抗。随着电容器C_CTRL充电，其电压(V_CTRL)逐渐建立。一旦该电压达到足够高的电平(在V_TAP处接近13.5V的第二阈值电压电平)，二极管D1就禁用，因为抽头电压V_TAP足够接近电容器电压V_CTRL，其中二极管D1两端的压降低于二极管的正向电压阈值(例如，0.6V)。随着二极管D1有效地禁用，电压节点V_TAP和V_CTRL仍然经由电阻器R1连接到一起。

现在将针对MOSFET Q1禁用之后开始的时间段来解释继电器式控制器660的操作。MOSFET Q11、Q12和Q13是增强模式器件，其具有例如约2V的阈值电压。对于V_TAP处适当的低电压(例如，在约2V和12V之间)，禁用MOSFET Q11，启用MOSFET Q12，并且禁用MOSFET Q13。首先考虑MOSFET Q11。包括R11和R10的分压器结合适当范围内的V_TAP处的电压不足以启用MOSFET Q11，因为其栅极电压将仍然低于其阈值电压(例如，2V)。由于MOSFET Q11禁用，所以MOSFET Q12的栅极经由电阻器R12和V_TAP处的电压被拉高，即，MOSFET Q12的栅极高于其阈值电压(例如，2V)。由于MOSFET Q12被启用，所以MOSFET Q12防止比电阻器R14低的阻抗接地。因此，MOSFET Q13的栅极保持在低于其阈值电压(例如，2V)的电压。因此，MOSFET Q13禁用并且不驱动用于Q2的栅极电压(V_{GS_Q2})。因此，用于MOSFET Q2的栅极电压(V_{GS_Q2})保持在源极电压电平(V_TAP)，使得MOSFET Q2保持其启用状态。

随着电压V_TAP接近第二阈值电压(例如，13.5V)来进一步解释操作。如前所述，一旦禁用MOSFET Q1，抽头连接点处的电压(V_TAP)不再由MOSFET Q1保持为低，并且该电压可以被拉至较高的电平。随着电压V_TAP增加(连同电压V_CTRL)，MOSFET Q11的栅极处的电压增加直到MOSFET Q11被启用。假设二极管D5不传导，MOSFET Q11的栅极处的电压(V_{GS_Q11})如下通过包括R11和R10的分压器来确定：

V_{GS_Q11}＝V_TAP*(R11/(R10+R11)) (1)

例如，随着V_TAP接近13.5V且R11＝100kΩ、R10＝620kΩ，用于MOSFET Q11的栅极电压接近：

V_{GS_Q11}＝(13.5V)*(100kΩ/(100kΩ+620kΩ))≈1.9V (2)

虽然不完全地处于MOSFET Q11的2V额定阈值电压，但该栅极电压足以启用MOSFET Q11，使其将在其漏极和源极之间传导电流。MOSFET Q11的漏极(连接至MOSFET Q12的栅极)由此被拉至低电压电平，使得MOSFET Q12禁用。由于MOSFET Q12禁用，Q13的栅极现在主要被包括电阻器R14和R13的分压器控制。随着V_TAP接近13.5V，并且R13＝300kΩ且R14＝100kΩ，MOSFET Q13的栅极电压近似通过以下等式给出：

V_{GS_Q13}＝V_TAP*(R14/(R13+R14)) (3)

＝(13.5V)*(100kΩ/(100kΩ+300kΩ))≈3.4V (4)。

这将很好地在MOSFET Q13的阈值电压之上，因此MOSFET Q13被启用。

应注意，MOSFET Q13的栅极处的电压显著高于MOSFET Q12禁用之后MOSFET Q11的栅极处的电压。对于给定示例，在禁用MOSFET Q12前，MOSFET Q13的栅极处的电压为3.4V，而MOSFET Q11的栅极处的电压为1.9V。由于该压差大于二极管D5的阈值电压(例如，0.6V)，所以二极管D5将被正向偏置并且传导电流。只要二极管D5被正向偏置，MOSFET Q11和Q13的栅极之间的压差就将近似固定至二极管D5的阈值电压。只要二极管D5被正向偏置，这就将趋于将MOSFET Q11的栅极电压拉得更高。二极管D5用于锁定继电器式控制器的当前状态，使其保持MOSFET Q2处于其禁用状态，直到抽头电压V_TAP落到低于上述第二阈值电压(例如，13.5V)的第一阈值电压之下。

为了简化，假设由R14和R13给出的分压器不被其他电路部件(例如，二极管D5、R11、R10)所影响。随着抽头电压V_TAP降低到上述第一阈值(例如，13.5V)以下，包括R14和R14的分压器将保持MOSFET Q13启用。由于二极管D5被正向偏置，所以MOSFET Q11的栅极处的电压将跟随MOSFET Q13的栅极处的电压，但是处于由二极管D5的阈值电压(例如，0.6V)降低的电平。一旦V_TAP落至例如10V，MOSFET Q13的栅极电压将为2.5V[(10V)*(100kΩ/(100kΩ+300kΩ))]并且MOSFET Q11的栅极处的电压将为1.9V(2.5V–0.6V)，这近似于MOSFET Q11的阈值电压。因此，MOSFET Q11保持启用，只要电压V_TAP保持在第一阈值(例如，10V)之上。一旦电压V_TAP下降低于10V，MOSFET Q11将禁用，MOSFET Q12将启用，二极管D5将不再正向偏置，并且MOSFET Q13将禁用。MOSFET Q2的栅极将浮置回到零电压，并且耗尽MOSFET Q2至Q7将被启用。电流将再次流过MOSFET Q2和二极管D1，以对C_CTRL充电并对SMPS控制器610供电。

如图6所示，包括R10和R11的分压器用作触发MOSFET Q11的启用的电压检测器。该电阻器网络可以被其他部件(未示出)替换或补充，尤其包括具有适当偏置电压的一个或多个二极管(例如，齐纳二极管)。与仅依赖于电阻器网络的实施方式相比，使用二极管来触发MOSFET Q11的实施方式可以提供更加精确的电压检测电平(例如，如前所述，V_TAP处10V的第一阈值电平)。类似地，包括R13和R14的电阻器网络可以被修改以利用一个或多个二极管，从而提供更精确的较高电压检测电平(例如，如前所述V_TAP处13.5V的第二阈值)。

如前所解释的，继电器式控制器660用于在抽头连接电压V_TAP下降到第一阈值以下时启用耗尽模式MOSFET Q2，并且在V_TAP上升到高于第一阈值的第二阈值时禁用耗尽模式MOSFET Q2。继电器式控制器还限制V_TAP的电压电平以保持在第三电平之下，其中第三电平高于第一和第二电平。该第三电平通过二极管D2的击穿电压和MOSFET Q2的阈值电压来确定。在继电器式控制器660的控制下，MOSFET Q2至Q7的耗尽链640能够为SMPS控制器610及其能量存储设备C_CTRL供电。

图7示出了可用于为SMPS的控制器710提供电能的SMPS电路700的又一实施例。根据上面针对图3和图6的电路提供的详细描述，图7的电路将主要以不同于那些先前电路的方式来描述。

桥式整流器720将电压输入V_IN转换为适合于SMPS电路700使用的DC形式。虽然先前的电路使用一个或多个耗尽模式MOSFET作为常开型开关器件，但图7的电路使用增强模式MOSFET(Q1)，其有效地被配置为以常开型方式进行操作。具体地，无论何时施加电压V_IN，都可以在标为V_OUT的节点处看到正电压。电阻器R1和R5将MOSFET Q1的栅极拉至高于该器件的阈值电压的电压电平，从而启用MOSFET Q1。因此，即使为增强模式器件，MOSFET Q1也有效地操作为常开型开关器件。

经由二极管D2和电容器C7，从抽头连接点为SMPS控制器710供电(在其输入Vcc处)。增强模式MOSFET集成到SMPS控制器中，并且抽头连接点是连接MOSFET Q1的源极和SMPS控制器710内的MOSFET的漏极端的节点。以类似于先前描述的电路的形式，当启用MOSFET Q1且禁用SMPS控制器710内的MOSFET时，为电容器C7充电。电容器C7存储该能量并且在其他时间段期间内为SMPS控制器710供电。

如本文所使用的，术语“具有”、“包含”、“包括”等是开放性术语，其表示所提元件或特征的存在，但是不排除附加的元件或特征。定冠词“一个”用于包括多个以及单个，除非另有明确指定。

应该理解，本文所述各个实施例的特征可以相互组合，除非另有明确指定。

尽管本文示出和描述了具体实施例，但本领域技术人员应该理解，在不背离本发明的范围的情况下可以对所示和所述的具体实施例替换各种可选和/或等效实施方式。本申请用于涵盖本文讨论的具体实施例的任何变化或改变。因此，仅通过权利要求及其等效物来限制本发明。