一种谐振式逆变器电路及其控制方法与流程

本发明涉及光伏逆变技术领域，尤其涉及一种谐振式逆变器电路及其控制方法。

背景技术：

在光伏逆变领域，多组PV模块串并联集中发电方式具有遮蔽效应及维修不便问题，而单一PV模块作为最大功率点追踪(MPPT)并将电力直接馈入市电的方式，可以降低遮蔽效应及提升安装及维修便利性。

现有的单一模块发电及直接并网小型DC-AC逆变器设计思路主要包括两类，一类如图1所示，采用双级式逆变器架构方案，此方案的缺点是两级均为高频切换，电路较复杂，效率较差，而且一般需要高压电解质电容。

另一类，如图2所示，为单级式电流源输出DC/DC转换器串接工频切换逆变器架构方案，此方案的优点包括：(i)第一级DC/DC转换器提供电流源输出，为无高压直流链，可以免除高压型电解质电容；(ii)第二级逆变器采用与市电同步的低频切换方式，几无切换损，整体效率如同单级电路，(iii) DC/DC转换器同时提供电器隔离，较无光伏模块正接地或负接地的漏电流问题，可以提高光伏模块寿命，该方式虽然结构较简单便宜、无变压器饱合问题，以及可以适应较宽输入电压变化而成为主流，然而其缺点是无法处理高功率，效率也是传统认为有瓶颈需要突破之处。

技术实现要素：

本发明旨在至少在一定程度上解决相关技术中的技术问题之一。为此本发明的第一个目的在于提出一种谐振式逆变器电路。

本发明的第二个目的在于提出一种谐振式逆变器电路的控制方法。

为了实现上述目的，本发明第一方面实施例的谐振式逆变电路，包括全桥逆变电路、并联谐振电路、整流电路、极性反向器及CLC低通滤波器；

所述并联谐振电路包括变压器漏感，与变压器漏感二次侧线圈串联连接的第三电容Cz及第四电容Cp；

所述整流电路包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3及第四二极管D4，所述第一二极管D1与第四二极管D4的正极端相连接，所述第二二极管D2与第三二极管D3的负极端相连接，所述第一二极管D1的负极端与第二二极管D2的正极端相连接，所述第四二极管D4的负极端与第三二极管D3的正极端相连接；

所述CLC低通滤波器包括第一电容C1、第二电容C2及电感L；

其中，所述全桥逆变电路的输入端与所述光伏模块电连接，所述全桥逆变电路的输出端与所述变压器一次侧线圈电连接，所述第四电容Cp与第三电容Cz相连接的一端与所述第二二极管D2的正极端相连接，所述第四电容Cp的另一端与所述第三二极管D3的正极端相连接，所述极性反向器的正极输入端分别与所述第一二极管D1及第四二极管D4的正极端电连接，所述极性反向器的负极输入端分别与所述第二二极管D2及第三二极管D3的负极电连接，所述极性反向器的输出端接入市电，所述电感串接在极性反向器的输出端，所述第一电容C1并接在极性反向器的输入端，所述第二电容C2并接在极性反向器的输出端；

还包括用于控制全桥逆变电路工作的第一控制模块及用于控制极性反向器工作的第二控制模块，所述第一控制模块用于根据交流侧计算获得的发电功率P_o及光伏模块的输出电压V_pv控制输出可变导通时间的触发信号控制所述全桥逆变电路的工作。

优选地，所述第一控制模块包括：

最大功率点追踪控制器，用于根据交流侧计算获得的发电功率P_o及光伏模块的输出电压V_pv计算并输出第一电压控制信号V_pvr；

电压控制器，用于接收第一电压控制信号V_pvr及光伏模块的输出电压V_pv控制输出振幅控制信号I_m；

电流控制器，用于根据电流控制信号I_o,r及整流电路输出的电流信号I_o控制输出第二电压控制信号V_fbc；

前馈控制器，用于产生前向控制信号V_ffc，并与所述第二电压控制信号V_fbc相加之后得到第三控制电压信号V_con；

还包括顺次连接的电压控制振荡器及可变导通时间控制器，用于根据第三控制电压信号V_con得到全桥逆变电路驱动电路的触发信号；

其中，所述振幅控制信号I_m乘上同步正弦波信号V_sin的绝对值信号得到所述电流控制信号I_o,r，所述同步正弦波信号V_sin由所述第二控制模块控制发出。

优选地，所述第二控制模块包括：

锁相回路，用于根据极性反向器的输出电压V_grid得到一开关控制信号；

极性反向电路，用于根据所述开关控制信号控制极性反向器工频切换。

优选地，所述锁相回路还用于根据极性反向器的输出电压V_grid得到所述同步正弦波信号V_sin。

优选地，所述电压控制振荡器包括一含有充放电电容C_t的充放电电路，所述充放电电容C_t的电压V_t接入一比较器，所述比较器的输入端还输入有预设基准电压V_tm，所述比较器的输出端与所述可变导通时间控制器电连接。

优选地，所述可变导通时间控制器包括：

单击电路，根据放大器输出信号产生一个开关导通时间T_on的脉冲信号；

导通时间决定器，用于设定所述开关导通时间T_on；

JK触发器，用于根据放大器输出信号控制全桥逆变电路输出信号的前半个周期与后半个周期的交互触发；

SR触发器，根据放大器触发信号产生一个CLK信号用于控制一开关对所述充放电电容C_t进行放电。

优选地，所述光伏模块的输出端还并接有稳压电容C_in。

本发明实施例的谐振式逆变器电路，通过对全桥式逆变电路采用可变导通时间变频控制，依据交流侧计算获得的发电功率P_o及光伏模块的输出电压V_pv变换切换频率同时调整导通时间，以有效降低切换次数同时达到零电流切换效果，从而达到高转换效率的目标。所述谐振式逆变器电路串并联谐振电路还使得该电路具有更宽的输入电压范围，可以适应多种模块及延伸发电时间，增加发电量。

为了实现上述目的，本发明第二方面实施例的谐振式逆变电路的控制方法，包括：

根据所述整流电路的输出电流I_o、极性反向器的输出电压V_grid及光伏模块的输出电压V_pv控制输出可变导通时间的触发信号控制所述全桥逆变电路频率的切换。

优选地，所述频率切换的具体控制步骤为：

步骤一：根据所述整流电路的输出电流I_o、极性反向器的输出电压V_grid及光伏模块的输出电压V_pv控制输出一个第三控制电压信号V_con；

步骤二：根据所述第三控制电压信号V_con控制一电流源对一充放电电容C_t进行充电，所述电容C_t两端的电压V_t输入一比较器并与一预设基准电压V_tm进行比较，当充放电电容C_t两端的电压V_t达到所述预设基准电压V_tm时，控制产生一个开关导通时间T_on的脉冲信号，同时控制全桥逆变电路的驱动电路中的JK触发器转态，实现全桥式逆变电路输出信号前半周期与后半周期的交互触发。

优选地，当充放电电容C_t两端的电压V_t达到所述预设基准电压V_tm时，还控制一SR触发器发出CLK信号，所述CLK信号控制一开关对所述充放电电容C_t放电，当放电完成后，重新进入步骤二。

本发明实施例的谐振式逆变电路的控制方法，通过对全桥式逆变电路采用可变导通时间变频控制，依据交流侧计算获得的发电功率P_o及光伏模块的输出电压V_pv变换切换频率同时调整导通时间，以有效降低切换次数同时达到零电流切换效果，从而达到高转换效率的目标。所述谐振式逆变器电路串并联谐振电路还使得该电路具有更宽的输入电压范围，可以适应多种模块及延伸发电时间，增加发电量。

附图说明

图1是现有技术中双极式逆变器电路结构示意图；

图2时现有技术中单级式电流源输出DC/DC转换器串接工频切换逆变器电路结构示意图；

图3是本发明谐振式逆变电路一实施例的结构组成示意图；

图4是本发明谐振式逆变电路及其控制模块的结构组成示意图；

图5是本发明谐振式逆变电路中全桥逆变器电路的控制模块示意图；

图6是本发明谐振式逆变电路串并联谐振增益曲线上的工作区域示意图；

图7是本发明谐振式逆变电路中全桥逆变电路输出电流波形示意图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。

下面参考附图描述本发明实施例的用户标签的编码方法和用户标签的编码装置。

图3是本发明实施例提供的一种谐振式逆变器电路，包括全桥逆变电路200、并联谐振电路300、整流电路400、极性反向器500及CLC低通滤波器；

所述并联谐振电路300包括变压器漏感L_r，与变压器漏感L_r二次侧线圈串联连接的第三电容Cs及第四电容Cp；

所述整流电路400包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3及第四二极管D4，所述第一二极管D1与第四二极管D4的正极端相连接，所述第二二极管D2与第三二极管D3的负极端相连接，所述第一二极管D1的负极端与第二二极管D2的正极端相连接，所述第四二极管D4的负极端与第三二极管D3的正极端相连接；

所述CLC低通滤波器包括第一电容C1、第二电容C2及电感L；

其中，所述全桥逆变电路200的输入端与所述光伏模块110电连接，所述全桥逆变电路200的输出端与所述变压器漏感L_r一次侧线圈电连接，所述第四电容Cp与第三电容Cs相连接的一端与所述第二二极管D2的正极端相连接，所述第四电容Cp的另一端与所述第三二极管D3的正极端相连接，所述极性反向器的正极输入端分别与所述第一二极管D1及第四二极管D4的正极端电连接，所述极性反向器的负极输入端分别与所述第二二极管D2及第三二极管D3的负极电连接，所述极性反向器500的输出端接入市电120，所述电感串接在极性反向器500的输出端，所述第一电容C1并接在极性反向器500的输入端，所述第二电容C2并接在极性反向器500的输出端；

还包括用于控制全桥逆变电路200工作的第一控制模块及用于控制极性反向器500工作的第二控制模块，所述第一控制模块与所述全桥逆变电路200的控制端电连接，所述第二控制模块与所述极性反向器的控制端电连接，所述第一控制模块用于根据交流侧计算获得的发电功率P_o及光伏模块110的输出电压V_pv控制输出可变导通时间的触发信号控制所述全桥逆变电路200的工作。

所述发电功率P_o由一功率计算单元100计算获得，所述功率计算单元100根据交流侧的电流信号I_o及电压信号V_grid计算获得所述发电功率P_o，所述电流信号I_o即为整流电路400整流后的输出电流，所述电压信号V_grid即为极性反向器的输出电压。

本发明采用上述单级式架构，为了方便获得较高功率，电路架构采用全桥式逆变电路为基础的逆变器。为了解决前述宽电压问题，所提全桥式逆变电路采用二次侧串并联谐振(series and parallel resonant)电路使方案具备较宽电压增益，其输出电流为高频谐振且电流振幅为半正弦波，然后再利用一工频切换极性反向器500转换为交流，然后交流信号通过CLC低通滤波电路连接市电120，使馈入市电的电流为低失真且与市电电压同相的正弦波。

进一步地，为了降低成本及减小电路尺寸，谐振电路300采用的是变压器的漏感成份（图中未示出）。

为了使光伏模块110的输出端输出电压比较平稳，所述光伏模块110的输出端还并接有稳压电容C_in。

结合图4所示，所述第一控制模块包括：

最大功率点追踪控制器90，用于根据交流侧计算获得的发电功率P_o及光伏模块的输出电压V_pv计算并输出第一电压控制信号V_pvr；

电压控制器80，用于接收第一电压控制信号V_pvr及光伏模块的输出电压V_pv控制输出振幅控制信号I_m；

电流控制器40，用于根据电流控制信号I_o,r及整流电路输出的电流信号I_o控制输出第二电压控制信号V_fbc；

前馈控制器50，用于产生前向控制信号V_ffc，并与所述第二电压控制信号V_fbc相加之后得到第三控制电压信号V_con；

还包括顺次连接的电压控制振荡器30及可变导通时间控制器20，用于根据第三控制电压信号V_con得到全桥逆变电路200的驱动电路10的触发信号；

其中，所述振幅控制信号I_m乘上同步正弦波信号V_sin的绝对值信号得到所述电流控制信号I_o,r，所述同步正弦波信号V_sin由所述第二控制模块控制发出。

所述第二控制模块包括：

锁相回路70，用于根据极性反向器500的输出电压V_grid得到一开关控制信号；

极性反向电路60，用于根据所述开关控制信号控制极性反向器500工频切换。

在上述控制方案中，所述第一控制模块最终输出全桥逆变电路200的触发信号。

全桥逆变电路200的输出信号经过并联谐振电路300最终产生半正弦波式脉冲电流信号，该半正弦波式脉冲电流信号经由工频切换的极性换向器500转换为交流，用于控制极性换向器500的极性反向电路60利用所述锁相回路70(phase lock loop)得到所述同步正弦波信号V_sin，除提供产生电流命令的参考信号外，还用作判断工频切换的控制信号。

结合图5所示，图5示出了本发明谐振式逆变电路中全桥逆变器电路的控制模块电路结构，所述电压控制振荡器30包括一含有充放电电容C_t的充放电电路，所述充放电电容C_t的电压V_t接入一比较器25，所述比较器25的输入端还输入有预设基准电压V_tm，所述比较器的输出端与所述可变导通时间控制器电连接。

所述可变导通时间控制器包括：

单击电路22，根据放大器25输出信号产生一个开关导通时间T_on的脉冲信号；

导通时间决定器21，用于设定所述开关导通时间T_on；

JK触发器24，用于根据放大器25输出信号控制全桥逆变电路200输出信号的前半个周期与后半个周期的交互触发；

SR触发器23，根据放大器25触发信号产生一个CLK信号用于控制一开关对所述充放电电容C_t进行放电。

本发明实施例的谐振式逆变器电路中，接入市电120的逆变器输入为低压直流，输出则为高压正弦交流，因此逆变器在工作时，其输入电压对于输出电压的增益必需随着交流正弦波的角度随时调整，在接近交流波形的零交越处需要较低增益，反之在接近交流波形的峰值处需要较高增益。本发明电路的全桥式逆变电路采用串并联谐振电路，其输出电压对于输入电压的增益(V_o/V_i)曲线如图6所示，图中有两个谐振点，一个由串联谐振频率决定，另一个由串并联谐振频率决定，串并联谐振使电路具有较宽的增益范围，以适应更多光伏模块规格。同时增加电路在低输入电压的工作范围，以提高在低日照下的发电量。为了达到上述直流转交流的增益需求，如图6所述的虚线方框工作区域所示，本发明电路工作于串联谐振点的左侧，使增益随着市电电压的波形角度调整，在市电电压波形高点工作频率调至较高以获得较高增益，在市电电压波形低点则工作频率调至较低以降低增益及降低切换频率以获得较高效率

如图7所示，工作于谐振点的左侧电路将具备零电流切换(zero current switching, ZCS)特性，并配合变化频率。为了精确掌握零电流的切换时机，本发明的变频还专门加入了导通时间(on-time)控制，使各次谐振均能完成，开关各次切换均能达成零电流切换以降低切换损失。此高频电流波形随后再由后端的极性反向器500及C1-L-C2所构成的低通滤波器，可使最终馈入市电的电流波形为低失真的正弦波。

进一步地，本发明的实施例还提供一种上述谐振式逆变器电路的控制方法，所述控制方法包括：

根据所述整流电路的输出电流I_o、极性反向器的输出电压V_grid及光伏模块的输出电压V_pv控制输出可变导通时间的触发信号控制所述全桥逆变电路频率的切换。

进一步地，所述频率切换的具体控制步骤为：

步骤一：根据所述整流电路的输出电流I_o、极性反向器的输出电压V_grid及光伏模块的输出电压V_pv控制输出一个第三控制电压信号V_con；

具体为，最大功率点追踪控制器90，其使用由交流侧计算获得的发电功率P_o及光伏模块的输出电压V_pv判定目前在PV曲线上的工作点，以决定下一步移动的方向。最大功率点追踪控制器90利用改变光伏模块110电压的方式来移动工作点，其产生中间光伏模块110电压控制回路的第一电压控制信号V_pvr，电压控制器的调整输出接着产生最内电流回路的全桥式逆变电路的输出电流的振幅控制信号I_m，此振幅控制信号再乘上同步正弦波信号V_sin的绝对值信号以得到最终的电流控制信号I_o,r。电流控制信号I_o,r及整流电路输出的电流信号I_o相比较并经由电流控制器调整后得到第二电压控制信号V_fbc。

为了使电流更紧密追随其命令，本控制架构另外加入一前馈控制器50，其利用输出功率P_o及光伏模块电压V_pv产生所述前向控制信号V_ffc，再与回授控制电压V_fbc相加之后得到最后的第三控制电压信号V_con。

步骤二：根据所述第三控制电压信号V_con控制一电流源对一充放电电容C_t进行充电，所述电容两端的电压V_t为锯齿波电压，该电压线性上升，所述电容C_t两端的电压V_t输入一比较器并与一预设基准电压V_tm进行比较，当充放电电容C_t两端的电压V_t达到所述预设基准电压V_tm时，将触发单击电路22控制产生一个开关导通时间T_on的脉冲信号，此导通时间可由所述导通时间决定器进行设定。同时控制全桥逆变电路的驱动电路中的JK触发器24转态，实使本电路得以提供双端式的全桥式逆变电路作前半周期与后半周期的交互触发，前后半周期内的导通时间则由此T_on脉冲决定。

进一步地，当充放电电容C_t两端的电压V_t达到所述预设基准电压V_tm时，还控制一SR触发器23发出CLK信号，所述CLK信号控制一开关对所述充放电电容C_t放电，当放电完成后，重新进入上述步骤二，开始对充放电电容C_t进行另一周期的充电操作。

本发明实施例的谐振式逆变器电路，通过对全桥式逆变电路采用可变导通时间变频控制，依据交流侧计算获得的发电功率P_o及光伏模块的输出电压V_pv变换切换频率同时调整导通时间，以有效降低切换次数同时达到零电流切换效果，从而达到高转换效率的目标。所述谐振式逆变器电路串并联谐振电路还使得该电路具有更宽的输入电压范围，可以适应多种模块及延伸发电时间，增加发电量。

尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。