一种三电平逆变器的最小开关损耗实现方法与流程

本发明属于电力电子技术领域，更为具体地讲，涉及一种三电平逆变器的最小开关损耗实现方法。

背景技术：

近年来，三电平逆变器得到了快速的发展，主要应用在三电平逆变器上的调制策略有正弦脉冲宽度调制(SPWM)、空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM)、不连续脉冲宽度调制(DPWM)等。在SPWM和SVPWM中，开关管在每一个开关周期都在动作，因此产生了非常大开关损耗。虽然DPWM可以在一定程度上钳位开关管输出电平，使得开关损耗减小，但DPWM有很多类别的调制策略，这些策略在特定的调制比和功率因数角范围内能够较好的减小开关损耗，但是对所有的调制比和功率因数角范围内效果就不理想。本专利从开关损耗产生的原理出发，通过钳位最大电流相的调制波，从而最大程度的减小开关损耗。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种三电平逆变器的最小开关损耗实现方法，根据网侧电流绝对值大小关系和电压矢量所处的区域来调节共模电压系数以实现基于最大电流相调制波钳位的策略，本发明可以最大程度的减小三电平逆变器开关损耗。

为实现上述发明目的，本发明一种三电平逆变器的最小开关损耗实现方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)、通过电压电流传感器获取交流侧电压U_x(x＝a,b,c)、交流侧电流i_x(x＝a,b,c)、直流侧总电压U_dc；

(2)、结合交流侧电流i_x、交流侧电压U_x通过电压、电流控制得到三相电压控制信号u_x(x＝a,b,c)；

(2.1)、对交流侧电流i_x、交流侧电压U_x变换到两相同步旋转坐标系(d,q)上，其公式如下：

其中，θ为同步旋转坐标q轴的旋转角度；

(2.2)、采用PI控制方法得到两相电压控制信号u_q、u_d，其控制方程如下：

其中，K_iP、K_iL为比例调节增益和积分调节增益，为电流指令值，L是滤波器电感值；

(2.3)、将步骤(2.2)中得到的两相电压控制信号u_q、u_d转换成三相电压控制信号u_x，其公式为：

其中，β＝arctan(-U_d/U_q)；定义m为三电平逆变器的调制比，其表达式为

(3)、根据三相电压控制信号u_x，结合调制比m，直流侧总电压U_dc，同步旋转坐标q轴的旋转角度θ，交流侧电流i_x，采用基于最大电流相调制波钳位的策略，计算出等效调制波u_mx(x＝a,b,c)；

(4)、结合等效调制波u_mx，使用双三角载波比较方法产生IGBT的驱动信号；

(4.1)、比较同一时刻，等效调制波u_mx与双三角载波的幅值大小，当u_mx大于正三角载波时，输出该状态下x相对应的IGBT的PWM信号P；

(4.2)、比较同一时刻，等效调制波u_mx与双三角载波的幅值大小，当u_mx大于正三角载波小于负三角载波时，输出该状态下x相对应的IGBT的PWM信号O；

(4.3)、比较同一时刻，等效调制波u_mx与双三角载波的幅值大小，当u_mx小于负三角载波时，输出该状态下x相对应的IGBT的PWM信号N。

其中，所述的步骤(3)中，利用基于最大电流相调制波钳位的策略计算等效调制波的方法为：

(2.1)、对求得的三相电压控制信号u_x进行第一次的共模电压注入，第一次注入的共模电压为：

其中，MAX为求最大值运算符，MIN为求最小值运算符，k₁为第一次共模电压注入系数；用u_az、u_bz和u_cz表示注入u_z1后的三相电压控制信号，其表达式为：

(2.2)、将上式进行如下式所示的数值变换：

其中，MOD为求余运算；

(2.3)、对上式中的三相电压控制信号u_x进行第二次的共模电压注入，第二次注入的共模电压为：

其中，k₂为第二次共模电压注入系数；

(2.4)、将三相电压控制信号u_x，以及第一次注入的共模电压u_z1和第二次注入的共模电压u_z2的对应相求和，得到统一不连续调制策略的等效调制波u_ma、u_mb和u_mc；

进一步的，所述的共模电压系数k₁和共模电压系数k₂的选取方法为：

(3.1)、确定电压矢量所属区域，其公式如下：

Zone＝FLOOR((θMOD360°)/30°)+1

其中，Zone表示电压矢量所在区域，Zone的取值为[1,12]，分别代表电压矢量所在的12个区域；FLOOR为向正无穷取整运算，MOD为求余运算，θ为同步旋转坐标q轴的旋转角度；

(3.2)、当调制比大于预设阈值T时，k₁、k₂的值与电压矢量所在区域以及交流侧电流绝对值大小有如下关系：

(3.2.1)、当三相电流绝对值大小关系为|i_a|＞|i_b|＞|i_c|时：

当Zone＝1或2时，共模电压系数取值为k₁＝1，k₂＝1；

当Zone＝3或4时，共模电压系数取值为k₁＝0，k₂＝1；

当Zone＝5,6,7或8时，共模电压系数取值为k₁＝0，k₂＝0；

当Zone＝9或10时，共模电压系数取值为k₁＝1，k₂＝0；

当Zone＝11或12时，共模电压系数取值为k₁＝1，k₂＝1；

(3.2.2)、当三相电流绝对值大小关系为|i_a|＞|i_c|＞|i_b|时：

当Zone＝1或2时，共模电压系数取值为k₁＝1，k₂＝1；

当Zone＝3或4时，共模电压系数取值为k₁＝1，k₂＝0；

当Zone＝5,6,7或8时，共模电压系数取值为k₁＝0，k₂＝0；

当Zone＝9或10时，共模电压系数取值为k₁＝0，k₂＝1；

当Zone＝11或12时，共模电压系数取值为k₁＝1，k₂＝1；

(3.2.3)、当三相电流绝对值大小关系为|i_c|＞|i_a|＞|i_b|时：

当Zone＝1,2,3或4时，共模电压系数取值为k₁＝0，k₂＝0；

当Zone＝5或6时，共模电压系数取值为k₁＝1，k₂＝0；

当Zone＝7,8,9或10时，共模电压系数取值为k₁＝1，k₂＝1；

当Zone＝11或12时，共模电压系数取值为k₁＝0，k₂＝1；

(3.2.4)、当三相电流绝对值大小关系为|i_c|＞|i_b|＞|i_a|时：

当Zone＝1,2,3或4时，共模电压系数取值为k₁＝0，k₂＝0；

当Zone＝5或6时，共模电压系数取值为k₁＝0，k₂＝1；

当Zone＝7,8,9或10时，共模电压系数取值为k₁＝1，k₂＝1；

当Zone＝11或12时，共模电压系数取值为k₁＝1，k₂＝0；

(3.2.5)、当三相电流绝对值大小关系为|i_b|＞|i_c|＞|i_a|时：

当Zone＝1或2时，共模电压系数取值为k₁＝1，k₂＝0；

当Zone＝3,4,5或6时，共模电压系数取值为k₁＝1，k₂＝1；

当Zone＝7或8时，共模电压系数取值为k₁＝0，k₂＝1；

当Zone＝9,10,11或12时，共模电压系数取值为k₁＝0，k₂＝0；

(3.2.6)、当三相电流绝对值大小关系为|i_b|＞|i_a|＞|i_c|时：

当Zone＝1或2时，共模电压系数取值为k₁＝0，k₂＝1；

当Zone＝3,4,5或6时，共模电压系数取值为k₁＝1，k₂＝1；

当Zone＝7或8时，共模电压系数取值为k₁＝1，k₂＝0；

当Zone＝9,10,11或12时，共模电压系数取值为k₁＝0，k₂＝0；

(3.3)、当调制比小于预设阈值T时，k₁、k₂的值与电压矢量所在区域以及交流侧电流绝对值大小有如下关系：

(3.3.1)、当三相电流绝对值大小关系为|i_a|＞|i_b|＞|i_c|或者|i_a|＞|i_c|＞|i_b|时：

当Zone＝1或2时，共模电压系数取值为k₁＝1，k₂＝1；

当Zone＝3时，共模电压系数取值为k₁＝0.5，k₂＝0；

当Zone＝4时，共模电压系数取值为k₁＝0.5，k₂＝1；

当Zone＝5,6,7或8时，共模电压系数取值为k₁＝0，k₂＝0；

当Zone＝9时，共模电压系数取值为k₁＝0.5，k₂＝1；

当Zone＝10时，共模电压系数取值为k₁＝0.5，k₂＝0；

当Zone＝11或12时，共模电压系数取值为k₁＝1，k₂＝1；

(3.3.2)、当三相电流绝对值大小关系为|i_c|＞|i_a|＞|i_b|或者|i_c|＞|i_b|＞|i_a|时：

当Zone＝1,2,3或4时，共模电压系数取值为k₁＝0，k₂＝0；

当Zone＝5时，共模电压系数取值为k₁＝0.5，k₂＝1；

当Zone＝6时，共模电压系数取值为k₁＝0.5，k₂＝0；

当Zone＝7,8,9或10时，共模电压系数取值为k₁＝1，k₂＝1；

当Zone＝11时，共模电压系数取值为k₁＝0.5，k₂＝0；

当Zone＝12时，共模电压系数取值为k₁＝0.5，k₂＝1；

(3.3.3)、当三相电流绝对值大小关系为|i_b|＞|i_c|＞|i_a|或者|i_b|＞|i_a|＞|i_c|时：

当Zone＝1时，共模电压系数取值为k₁＝0.5，k₂＝1；

当Zone＝2时，共模电压系数取值为k₁＝0.5，k₂＝0；

当Zone＝3,4,5或6时，共模电压系数取值为k₁＝1，k₂＝1；

当Zone＝7时，共模电压系数取值为k₁＝0.5，k₂＝0；

当Zone＝8时，共模电压系数取值为k₁＝0.5，k₂＝1；

当Zone＝9,10,11或12时，共模电压系数取值为k₁＝0，k₂＝0。

本发明的发明目的是这样实现的：

本发明一种三电平逆变器的最小开关损耗实现方法，先根据传感器采集的交流侧电压、交流侧电流、直流侧总电压数据，然后根据电流关系和电压矢量所处的区域选取共模电压系数k₁和共模电压系数k₂，并计算出基于最大电流相调制波钳位的等效调制波，最后采用双三角载波比较方法产生IGBT的驱动信号；在本发明中结合了基于最大电流相调制波钳位的策略，双三角载波比较方法实现了开关损耗最小的方法。

附图说明

图1一种三电平逆变器的最小开关损耗实现方法框图；

图2基于最大电流相调制波钳位的策略框图；

图3调制比0.8，功率因数角0°时仿真结果图；

图4调制比0.4，功率因数角30°时仿真结果图；

图5一种三电平逆变器的最小开关损耗实现方法的平均开关损耗系数(SLF)三维曲面图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。

实施例

为了方便描述，先对具体实施方式中出现的相关专业术语进行说明：

PWM(Pulse Width Modulation)：脉冲宽度调制；

IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)：绝缘栅双极型晶体管；

图1是本发明一种三电平逆变器的最小开关损耗实现方法的框图。

在本实施例中，结合如图1所示的一种三电平逆变器的最小开关损耗实现方法框图，对三电平最小开关损耗方法进行详细说明，具体包括以下步骤：

S1、通过电压电流传感器获取交流侧电压U_x(x＝a,b,c)、交流侧电流i_x(x＝a,b,c)、直流侧总电压U_dc的实时数据。

S2、结合交流侧电流i_x、交流侧电压U_x通过电压、电流控制得到三相电压控制信号u_x(x＝a,b,c)；

S2.1、对交流侧电流i_x、交流侧电压U_x变换到两相同步旋转坐标系(d,q)上，其公式如下：

其中，θ为同步旋转坐标q轴的旋转角度；

S2.2、采用PI控制方法得到两相电压控制信号u_q、u_d，其控制方程如下：

本实施例中，比例调节增益K_iP＝0.8，积分调节增益K_iI＝10；电流指令值根据需要的网侧电流大小和功率因数来确定，例如在网侧电流为10A功率因数30°时，电流指令为LCL滤波器电感值L＝1.4mH；

S2.3、将步骤S2.2中得到的两相电压控制信号u_q、u_d转换成三相电压控制信号u_x，其公式为：

式中β＝arctan(-U_d/U_q)，三电平逆变器直流母线电压U_dc＝300V，u_q＝138.6V，u_d＝0V则U_m＝138.6V，m＝0.8。

S3、根据三相电压控制信号u_x，结合调制比m，直流侧总电压U_dc，同步旋转坐标q轴的旋转角度θ，交流侧电流i_x，采用基于最大电流相调制波钳位的策略，计算出等效调制波u_mx(x＝a,b,c)，其框图如图2所示；

S3.1、对求得的三相电压控制信号u_x进行第一次的共模电压注入，第一次注入的共模电压为：

其中，MAX为求最大值运算符，MIN为求最小值运算符，k₁为第一次共模电压注入系数；用u_az、u_bz和u_cz表示注入u_z1后的三相电压控制信号，其表达式为：

S3.2、将上式进行如下式所示的数值变换：

其中，MOD为求余运算；

S3.3、对上式中的三相电压控制信号u_x进行第二次的共模电压注入，第二次注入的共模电压为：

其中，k₂为第二次共模电压注入系数；

S3.4、将三相电压控制信号u_x，以及第一次注入的共模电压u_z1和第二次注入的共模电压u_z2的对应相求和，得到统一不连续调制策略的等效调制波u_ma、u_mb和u_mc；

其中，共模电压系数k₁和共模电压系数k₂的选取方法为：

(1)、确定电压矢量所属区域，其公式如下：

Zone＝FLOOR((θMOD360°)/30°)+1

式中，Zone表示电压矢量所在区域，Zone的取值为[1,12]，分别代表电压矢量所在的12个区域；FLOOR为向正无穷取整运算，MOD为求余运算，θ为同步旋转坐标q轴的旋转角度；

(2)、当调制比大于0.5774时，根据电压矢量所在区域以及交流侧电流绝对值大小关系查询表1得到k₁、k₂的值。

表1

(3)、当调制比小于0.5774时，根据电压矢量所在区域以及交流侧电流绝对值大小关系查询表2得到k₁、k₂的值。

表2

S4、结合等效调制波u_mx，使用双三角载波比较方法产生IGBT的驱动信号；

S4.1、比较同一时刻，等效调制波u_mx与双三角载波的幅值大小，当u_mx大于正三角载波时，输出该状态下x相对应的IGBT的PWM信号P；

S4.2、比较同一时刻，等效调制波u_mx与双三角载波的幅值大小，当u_mx大于正三角载波小于负三角载波时，输出该状态下x相对应的IGBT的PWM信号O；

S4.3、比较同一时刻，等效调制波u_mx与双三角载波的幅值大小，当u_mx小于负三角载波时，输出该状态下x相对应的IGBT的PWM信号N。

模型仿真

图3是在调制比0.8，功率因数角0°时仿真结果图，其中第一幅子图为统一不连续调制策略等效调制波u_ma，第二幅子图为第一次共模电压注入系数k₁，第三幅子图为第二次共模电压注入系数k₂，第四幅子图为A相IGBT输出电压k、U_ao，第五幅子图为逆变器A相输出电流i_a。

图4是在调制比0.4，功率因数角30°时仿真结果图，其中第一幅子图为统一不连续调制策略等效调制波u_ma，第二幅子图为第一次共模电压注入系数k₁，第三幅子图为第二次共模电压注入系数k₂，第四幅子图为A相IGBT输出电压k、U_ao，第五幅子图为逆变器A相输出电流i_a。

定义三电平逆变器的平均开关损耗系数SLF(Switch Loss Factor)作为功率开关管开关损耗大小的统一评价系数，如下式所示：

式中P_sw表示待评价的调制方法在一个电压基波周期内开关损耗的平均值，P_sw-SVPWM表示SVPWM在一个电压基波周期内开关损耗的平均值。其表达式如下：

式中，f_ix(θ)为第x相的开关电流函数，当该相桥臂有电路状态切换时其等于相电流的绝对值，而当该相桥臂有电路状态无切换时其等于0；t_on和t_off表示功率开关管的开通过程和关断过程所持续的时间；T_s表示开关周期；I_m表示交流侧电流的幅值。

图5是在调制比范围0.1～1，功率因数角范围-90°～90°的条件下，绘制的本专利提出的一种三电平逆变器的最小开关损耗实现方法的平均开关损耗系数SLF的三维曲面图。从图中可以看出本专利提出方法在大部分区域SLF系数都是在0.5附近，只有在高调制比且功率因数接近±90°时SLF系数才略有升高，其最大值也不超过0.65。

本专利提出的一种三电平逆变器的最小开关损耗实现方法与传统DPWM方法的SLF系数对比，如表3如下：

表3

尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。