一种单相并网逆变器拓扑结构及其控制方法与流程

技术特征：

1.一种单相并网逆变器拓扑结构，其特征在于：DC/AC逆变器包括电源V_in、电感L_f、电容C_f、负载电阻R₀；

第一功率开关S₁、第二功率开关S₂、第三功率开关S₃、第四功率开关S₄；

第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃、第四二极管D₄；

电容C₁、电容C₂、电感L₁、电感L₂；

电源V_in的正极分别与第一功率开关管S₁的源极、第三功率开关管S₃的源极连接，第一功率管S₁的漏极与电感L₁、电容C₁的输入端连接，电感L₁的输出端与电源V_in的负极连接，电容C₁的输出端与第二功率开关S₂的源极以及公共部分连接，第二功率开关S₂的漏极与电源V_in负极连接；第三功率管S₃的漏极与电感L₂、电容C₂的输入端连接，电感L₂的输出端与电源V_in的负极连接，电容C₂的输出端与第四功率开关S₄的源极以及公共部分连接，第四功率开关S₄的漏极与电源V_in负极连接；

公共部分由电感L_f和电容C_f组成的高频滤波器和负载电阻R₀组成，电感L_f的左侧与电容C₁的输出端连接，电感L_f的右侧与电容C_f的左端以及负载电阻R₀的左端连接，电容C_f的左侧与电感L_f连接，电容C_f的右侧与电容C₂的输出端以及负载电阻R₀的右端连接。

2.一种单相并网逆变器拓扑结构控制方法，其特征在于：

第一功率开关管S₁和第三功率开关管S₃为一对，第四功率开关管S₄和第二功率开关管S₂为一对；

在t₁时刻前，当S₁，S₄导通，之后电感L₁开始充电，电感L₂开始放电，电容C₂开始充电，电容C₁开始放电，输出电压为U_d；

t₁时刻S₃、S₄栅极信号反向，电流不能突变，S₃不能立即导通，D₃导通续流，因为S₁和D₃同时导通，所以输出电压为零；

到t₂时刻S₁、S₂的栅极信号反向，S₁截止，而S₂不能立刻导通，D₂导通续流，和S₃构成电流通道，L₁开始放电，C₁开始充电，L₂开始充电，C₂开始放电，输出电压为-U_d，到负载电流为零之后并开始反向时，D₂和D₃截止，S₂和S₃导通，输出电压仍为-U_d；

t₃时刻S₃、S₄栅极信号再次反向，S₃截止，而S₄不立即导通，D₄导通续流，输出电压再次为零；

以后的过程和前面类似；

通过对占空比的控制，以及各个时刻两组电容C₁、C₂两组电感L₁、L₂的充放电的电压大小进行控制，实现电压的升降，变换器可以完成输入为直流到交流的变换。

3.采用如权利要求1所述一种单相并网逆变器拓扑结构的并网控制方法，其特征在于：

并网时，当DSP检测到电网电压正向过零点时，启动DSP内部的基于同步旋转坐标变换的单相锁相环新算法，对于一个单相电网电压U_s，假定其数学表达式为：

U_s＝U_mcos(ωt) (1)

如果把它定向在αβ坐标系的α轴上，而β轴信号则直接强制为零，这样构建的电压矢量可以认为是两个同步旋转但是方向不同的电压矢量的和，这样一个电压矢量可以分解为两个同步旋转但是方向不同的电压矢量的和，即：

$\left(\begin{array}{c}{U}_s\\ 0\end{array}\right)=\frac{1}{2}{U}_m\left(\begin{array}{c}\cos \left(\mathrm{\ω}t\right)\\ \sin \left(\mathrm{\ω}t\right)\end{array}\right)+\frac{1}{2}{U}_m\left(\begin{array}{c}\cos \left(-\mathrm{\ω}t\right)\\ \sin \left(-\mathrm{\ω}t\right)\end{array}\right)---\left(2\right)$

如果估计的dq参考坐标的相位角为进行dq旋转变换，得：

$\left(\begin{array}{c}{U}_d\\ U_q\end{array}\right)=\frac{1}{2}{U}_m\left(\begin{array}{c}\cos \left(\mathrm{\ω}t-\widehat{\mathrm{\θ}}\right)\\ \sin \left(\mathrm{\ω}t-\widehat{\mathrm{\θ}}\right)\end{array}\right)+\frac{1}{2}{U}_m\left(\begin{array}{c}\cos \left(-\mathrm{\ω}t-\widehat{\mathrm{\θ}}\right)\\ \sin \left(-\mathrm{\ω}t-\widehat{\mathrm{\θ}}\right)\end{array}\right)---\left(3\right)$

当系统稳定时，假定相位估计值接近实际值θ，即因此，式(3)可写成

$\left(\begin{array}{c}{U}_d\\ U_q\end{array}\right)\≈\frac{1}{2}{U}_m\left(\begin{array}{c}1\\ \mathrm{\ω}t-\widehat{\mathrm{\θ}}\end{array}\right)+\frac{1}{2}{U}_m\left(\begin{array}{c}\cos \left(-2\mathrm{\ω}t\right)\\ \sin \left(-2\mathrm{\ω}t\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{U}_d^{*}\\ U_q^{*}\end{array}\right)+\frac{1}{2}{U}_m\left(\begin{array}{c}\cos \left(-2\mathrm{\ω}t\right)\\ \sin \left(-2\mathrm{\ω}t\right)\end{array}\right)---\left(4\right)$

由此看到，经过变换后可以解耦出需要的输入电压幅值与相位信息，其中：d轴分量，代表了输入电压的幅值，而q轴分量代表了观测的相位与实际相位之差；

实现电网频率的锁相跟踪，并经过运算，将产生的信号作为PR控制的输入，由于开关频率远远高于电网频率，为了便于分析，忽略开关动作对系统的影响，将PWM逆变单元近似为一增益环节K，G(s)为系统控制器传递函数，R为电感L的串联等效电阻，U_gird为电网电压，I_ref是于电网电压同频同相的并网电流参考信号，推出并网逆变器输出电流的传递函数如式(5)所示；

$I_L=\frac{KG\left(s\right)}{sL+R+KG\left(s\right)}{I}_{ref}-\frac{1}{sL+R+KG\left(s\right)}{U}_{grid}---\left(5\right)$

PI控制器传递函数为：

$G_{PI}\left(s\right)=k_p+\frac{k_i}{s}---\left(6\right)$

PR控制器传递函数为：

$G_{PR}\left(s\right)=k_p+\frac{2k_{r}s}{s^2+{{\mathrm{\ω}}_0}^2}---\left(7\right)$

由式(5)可以看出，逆变器输出电流与参考电流和电网电压有关，对于PI控制，基波频率ω₀处控制器的增益为是有限的，因此式(5)的第一项可写成εI_ref(ε＝1/[1+(sL+R)/KG(s)],0<|ε|<1)，即输出电流小于参考电流，系统存在稳态误差；同理，第2项不为0，即输出电流受电网电压影响，对于PR控制，控制器在基波频率ω₀处的增益为趋于无穷大，因此，式(5)的第1项基本等于I_ref；同理，第2项趋于0，此时，有I_L＝I_ref，实现了对正弦电流参考信号的零稳态误差跟踪，并且可以抑制电网电压波动对并网电流的影响；

PR控制器生成电压控制指令,该指令电压转换成交流指令电压后,被送入PWM调制单元生成PWM信号送到并网逆变器,从而控制功率器件的开断,产生实际所需交流电压,并使并网电流跟随参考值变化；逆变器输入端是电压采样模块将采样数据传递给DSP，当检测到电压超过逆变器的额定输入电压，就不会进行并网操作；这样就完成了并网的所有操作。