四开关逆变器三相电机无传感器驱动系统的制作方法

本发明涉及一种驱动系统，具体涉及一种四开关逆变器三相电机无传感器驱动系统，属于电机与电器领域。
背景技术：
：随着各行业电气化和工业化水平的提高，电气化应用得到了前所未有的普及，在满足稳定性要求的前提下对结构的优化是当前研究的热点。可调速电驱系统在电气传动领域已经获得广泛应用，且是电气传动的核心系统组件。而在工业应用中，可调速电驱系统采用三相电机比单相电机效率更高，系统精度和稳定性更好。三相电机驱动系统中的核心部件为三相变频器，而最基础且最常规的三相驱动器为两电平六开关三相全桥逆变器，对于更高精度以及更多电平数的逆变器所使用的开关数量更多。但是在调速精度要求并不是很高的场合，如矿用电机车、通风机、水泵等，采用六开关逆变器相对成本更高。但是采用传统方法直接削减常规三相六开关逆变器中的开关数量不能够使逆变器输出对称的三相电压信号，完全不能满足电机等驱动系统的要求。在现有技术中，申请号为201610533077.4的发明专利：三相四开关逆变器驱动永磁同步电机的模型预测控制方法，虽然也涉及一种三相四开关逆变器驱动永磁同步电机，但是所采用的模型预测控制算法需要进行重复迭代计算，因此运算量巨大，并且对硬件性能和成本要求都更高，背离了缩减成本的初衷。尤其是在低精度电机控制场合，采用高成本硬件实现预测控制可行度低。此外，模型预测控制需要多组原始数据进行价值函数的初始化，系统稳态响应慢。本领域的技术人员一直尝试新的方案，但是该问题一直没有得到妥善解决。技术实现要素：本发明正是针对现有技术中存在的技术问题，提供一种四开关逆变器三相电机无传感器驱动系统，该技术方案结构简单、效率高，该技术方案提出以四开关逆变器配合两个电容器组成三相全桥逆变器，使用低成本的ARM芯片为主控处理器，采用电压补偿方案实现逆变器三相对称电压信号输出，同时解决了电容中点电压的波动问题。并采用无传感器算法估算电机位置和转速，增强控制系统的鲁棒性，并且有效精简结构，节约成本约35％。为了实现上述目的，本发明的技术方案如下，一种四开关逆变器三相电机无传感器驱动系统，其特征在于，所述四开关逆变器三相电机无传感器驱动系统包括四开关逆变器输入信号为直流电压，此直流电压可以是逆变器的输出直流信号，也可以是蓄电池的直流电压输出。四开关全桥逆变电路包括两个电容C1、C2和四个可控开关S1—S4，逆变器共有三个电压输出端口，分别连接电机的三个电压输入端。作为本发明的一种改进，四开关分别为四个IGBT或GTO等可控开通和关断型晶闸管，开关信号由ARM微处理器产生。当负载为电机时，为了实现三相电压输出，电机的第三相链接到一组电容的中性点，此中性点电位等效于接地的零电位，同时回路中所需采集的电压和电流信号分别通过电压及电流传感器获取，通过霍尔传感器获取电机的转速信号，或者通过无传感器算法估算出电机的转子位置和转速。四开关逆变器三相电机无传感器驱动系统的控制方法，其特征在于，所述控制方法如下：1)所述四开关逆变器，只有四个开关可以受控进行开通和关断，四个开关分别为S1、S2、S3、S4，C1、C2表示电容，其状态不可控，因此仅有四种开关状态，其开关表如下所示，表中1表示开关闭合，0表示开关断开。模式S1S2S3S410101201103100141010直流侧由不控整流桥供电，C相连接直流电容的中点，因此直流侧电压输出vdc′存在波动，由此可知，中性点c′电压不能恒定为0，同理A相和B相电压也会出现偏差，从va和vb变化到va′以及vb′，故负载电流存在畸变，加之实际电容性能的非理想化，所以此时的中点电位的准确表示为：式中，v1、v2和vdc′分别表示两个电容上的电压以及整流侧的直流电压；2)为了提高控制算法的精度同时降低电流谐波，需要对电压畸变进行补偿，由于c点电势为0，则定义va′表示如下：va＝vas-vcs＝va′-vc′(2)结合公式(1)(2)，则a点电势可以修正为下式：上式表明，a点电势与c点电势具有相关性，同理可以将b点电势修正为：所述控制结构为常规的双闭环PI控制方式，系统中采用了转速和位置估测算法，通过电流传感器和电压传感器采集的逆变器输出信号，经过park变换从三相静止坐标系转换为两相旋转坐标系，其变换矩阵为：经过park变换后的dq坐标系下的变量，输入到转速和位置观测器进行位置信号估算，无传感器算法通过检测电机电流及电压估算出反电动势eM和转子位置θM，并对角度信号求导即可估算电机的瞬时位置，ωM0为滤除高次谐波后的转速估算值，计算过程为：凸极式永磁电机dq轴等效电压以及反电动势分别如式(6)(7)所示：式中，vd、vq分别表示dq轴定子电压；R为定子电阻；Ld、Lq为dq轴电感；ω为电机转速；id、iq为dq轴电流；e为反电动势；KE为反电动势常数；dq轴为电机实际的转子位置，γ-δ坐标系为观测位置，表示两坐标系间的位置误差。因此由(6)式可知，在γ-δ坐标系下的电压表达式如(8)所示。则γ-δ坐标系下电流的倒数为：假设采样周期T远小于电流时间常数，将(9)式代入(8)式，有：式中，n表示在第n采样时刻的暂态结果，则第n采样时刻的观测电流可以改写为：观测电流误差Δi＝i-iM可以表示为：当Δθn-1趋近于0时，上式可近似转化为：式中，观测的反电动势误差定义为：由式(13)可知，反电势估算误差Δen-1和位置估算误差Δθn-1分别与和相关。假定其相关系数分别为Ke和Kθ，则可以推导出在第n采样时刻，估算的反电势和位置值分别为：式中，为估算速度。并且：通过式(16)可以估算出瞬时转速：由于估算的转速包含有信号采集噪音，设计滤波器如下：式中，0<K<1，为平滑系数。假设电机的转速响应时间远低于处理器的算法处理时间，则在采样过程中可以认为电机的转速和反电动势恒定不变。因此位置信号可以表示为：结合式(15)、(16)、(20)可得：如果上式矩阵的特征值和的绝对值都小于1，则所设计的控制系统是绝对稳定的，因此所假定的相关系数Ke和Kθ必须服从以下区间：根据不同的动稳态需求，可以选取不同的相关系数，系统在控制上具有更多的灵活性；所述4种开关模式均为有效工作状态。作为本发明的一种改进，所述步骤2)中，所述电压补偿方案，其目的在于将四开关所逆变输出的三相非对称信号补偿为3三相对称信号，原始输出信号分别为va，vb，vc，且vc＝0，所构成的矢量关系为两相非对称电压信号，进行电压补偿后的输出信号为vas，vbs，vcs，构成互成120°角的三相对称信号，满足各类应用场合，结合以上中点电位平衡控制分析可知，其补偿信号的矢量关系为：va＝vas-vcs,vb＝vbs-vcs,vc＝0补偿后还需对电压进行修正，修正后的实际电压大小为：vc′＝-vcs。相对于现有技术，本发明具有如下优点，1)该技术方案结构简单、算法简单、运行安全可靠且成本低的四开关逆变器三相电机驱动系统及控制方法；2)该技术方案采用电压补偿算法，所发明的电压补偿算法不但可以应用于四开关三相逆变器，也可以应用于常规六开关逆变器的容错控制。同时应用电压补偿算法对硬件要求很低，低速芯片即可满足数据处理需求；3)无传感器算法，所提出的无传感器算法包括两个相关系数，可以根据控制需求的不同给定相关系数不同的数值，提高了系统的灵活性；4)本发明通过减少最简逆变器的开关数目，采用电压补偿方案弥补因开关缺失造成的电压信号畸变，在成本上节约30％。与现有结构相比，本发明结构简单，未增加任何额外设备，计算量增加不明显且在DSP的承受范围之内，甚至可以选用价格更加低廉的ARM芯片。但是却保持了现有系统的全部功能，对期间利用率大幅提高。附图说明图1是本发明主电路结构示意图；图2是本发明控制方法结构框图；图3是本发明中所述工作模式1下的信号流图；图4是本发明中所述工作模式3下的信号流图；图5是本发明实施例中永磁电机等效模型；图6是本发明中所述电压补偿矢量图。具体实施方式：为了加深对本发明的理解，下面结合附图对本实施例做详细的说明。实施例1：参见图1，一种四开关逆变器三相电机无传感器驱动系统，所述四开关逆变器三相电机无传感器驱动系统包括四开关逆变器输入信号为直流电压，此直流电压可以是逆变器的输出直流信号，也可以是蓄电池的直流电压输出。四开关全桥逆变电路包括两个电容C1、C2和四个可控开关S1—S4，逆变器共有三个电压输出端口，分别连接电机的三个电压输入端。四开关分别为四个IGBT或GTO等可控开通和关断型晶闸管，开关信号由ARM微处理器产生。当负载为电机时，为了实现三相电压输出，电机的第三相链接到一组电容的中性点，此中性点电位等效于接地的零电位，同时回路中所需采集的电压和电流信号分别通过电压及电流传感器获取，通过霍尔传感器获取电机的转速信号，或者通过无传感器算法估算出电机的转子位置和转速。实施例2：参见图1-图6，四开关逆变器三相电机无传感器驱动系统的控制方法，所述控制方法如下：1)如图1所示，所述四开关逆变器，只有四个开关可以受控进行开通和关断，四个开关分别为图中的S1、S2、S3、S4，图中的C1、C2表示电容，其状态不可控，因此仅有四种开关状态，其开关表如下所示，表中1表示开关闭合，0表示开关断开。模式S1S2S3S410101201103100141010由图1可知，直流侧由不控整流桥供电，C相连接直流电容的中点，因此直流侧电压输出vdc′存在波动，由此可知，图中中性点c′电压不能恒定为0，同理A相和B相电压也会出现偏差，从va和vb变化到va′以及vb′，故负载电流存在畸变，加之实际电容性能的非理想化，所以此时的中点电位的准确表示为：式中，v1、v2和vdc′分别表示两个电容上的电压以及整流侧的直流电压；2)为了提高控制算法的精度同时降低电流谐波，需要对电压畸变进行补偿，由于c点电势为0，则定义va′表示如下：va＝vas-vcs＝va′-vc′(2)结合公式(1)(2)，则a点电势可以修正为下式：上式表明，a点电势与c点电势具有相关性，同理可以将b点电势修正为：如图2所示，所述控制结构为常规的双闭环PI控制方式，但系统中采用了转速和位置估测算法，本实施例中采用的为反电动势法进行位置信号的观测和转速的计算。具体的，通过电流传感器和电压传感器采集的逆变器输出信号，经过park变换从三相静止坐标系转换为两相旋转坐标系，其变换矩阵为：经过park变换后的dq坐标系下的变量，输入到转速和位置观测器进行位置信号估算，本例中采用反电动势法，系统整体控制结构原理如图6所示。图中含下标M的量表示观测器的估算值。无传感器算法通过检测电机电流及电压估算出反电动势eM和转子位置θM，并对角度信号求导即可估算电机的瞬时位置，图2中的ωM0为滤除高次谐波后的转速估算值，计算过程为：凸极式永磁电机dq轴等效电压以及反电动势分别如式(6)(7)所示：式中，vd、vq分别表示dq轴定子电压；R为定子电阻；Ld、Lq为dq轴电感；ω为电机转速；id、iq为dq轴电流；e为反电动势；KE为反电动势常数；永磁同步电机简化模型如图5所示。图中dq轴为电机实际的转子位置，γ-δ坐标系为观测位置，表示两坐标系间的位置误差。因此由(6)式可知，在γ-δ坐标系下的电压表达式如(8)所示。则γ-δ坐标系下电流的倒数为：假设采样周期T远小于电流时间常数，将(9)式代入(8)式，有：式中，n表示在第n采样时刻的暂态结果，则第n采样时刻的观测电流可以改写为：观测电流误差Δi＝i-iM可以表示为：当Δθn-1趋近于0时，上式可近似转化为：式中，观测的反电动势误差定义为：由式(13)可知，反电势估算误差Δen-1和位置估算误差Δθn-1分别与和相关。假定其相关系数分别为Ke和Kθ，则可以推导出在第n采样时刻，估算的反电势和位置值分别为：式中，为估算速度。并且：通过式(16)可以估算出瞬时转速：由于估算的转速包含有信号采集噪音，设计滤波器如下：式中，0<K<1，为平滑系数。假设电机的转速响应时间远低于处理器的算法处理时间，则在采样过程中可以认为电机的转速和反电动势恒定不变。因此位置信号可以表示为：结合式(15)、(16)、(20)可得：如果上式矩阵的特征值和的绝对值都小于1，则所设计的控制系统是绝对稳定的，因此所假定的相关系数Ke和Kθ必须服从以下区间：根据不同的动稳态需求，可以选取不同的相关系数，系统在控制上具有更多的灵活性；所述4种开关模式均为有效工作状态，工作模式1对应的信号流图如图3所示，工作模式3对应的信号流图如图4所示。但如需对永磁电机进行转子定位，应该采用工作模式3或4。作为本发明的一种改进，所述步骤2)中，如图6所示，所述电压补偿方案，其目的在于将四开关所逆变输出的三相非对称信号补偿为3三相对称信号，原始输出信号分别为va，vb，vc，且vc＝0，所构成的矢量关系为两相非对称电压信号，进行电压补偿后的输出信号为vas，vbs，vcs，构成互成120°角的三相对称信号，满足各类应用场合，结合以上中点电位平衡控制分析可知，其补偿信号的矢量关系为：va＝vas-vcs,vb＝vbs-vcs,vc＝0补偿后还需对电压进行修正，修正后的实际电压大小为：vc′＝-vcs。需要说明的是上述实施例，并非用来限定本发明的保护范围，在上述技术方案的基础上所作出的等同变换或替代均落入本发明权利要求所保护的范围。当前第1页1 2 3