四开关三相逆变器驱动的无刷直流电机电流波动抑制方法与流程

本发明属于电机控制领域，尤其涉及一种四开关三相逆变器驱动的无刷直流电机电流波动抑制方法。

背景技术：

无刷直流电机以其结构简单、功率密度高和输出转矩大等优点得到广泛的应用。传统三相无刷直流电机使用六开关三相逆变器驱动。四开关三相逆变器用两只串联的电容代替了六开关三相逆变器的一相桥臂，减少了开关管数量，具有开关及导通损耗小，驱动电路简单等优点，越来越多地应用在无刷直流电机驱动领域。无刷直流电机运行在三相六状态导通模式下时，传统方法一般采用导通两相的两个开关管同步调制的双极性调制方法。采用这种方法时，与母线电容中点连接的相为非导通相时，该相绕组通过电容与其他两相形成回路，在相反电动势的影响下，非导通相电流不能为零，导致三相电流波动。

近年来，为解决四开关三相逆变器驱动下的无刷直流电机中，与母线电容中点连接的那一相为非导通相时，实际非导通相电流不为零的问题，直接电流控制方法是常用方法之一。直接电流控制方法对导通两相电流开关管进行滞环控制，分别控制导通两相电流值等于参考值，间接使非导通相电流为零。借鉴直接电流控制的原理，直接转矩控制对导通两相转矩分别进行滞环控制来间接控制非导通相电流为零。另外还存在方法通过研究四种不同的电压矢量对非导通相电流的影响，判断非导通相电流幅值决定哪种电压矢量作用，从而控制非导通相电流幅值在零附近。

以上方法均采用开关频率不固定的滞环控制，每个控制周期中只有一种矢量作用，对开关频率要求较高。PWM控制方法通过采用固定开关频率进行PWM调制，能达到更好的控制效果。现有PWM调制方法是指在双极性调制的一个控制周期中加入调节矢量控制非导通相电流平均值为零，其调节矢量占空比由以非导通相电流幅值为输入的P控制器得到。该方法开关频率固定，但用到的调节矢量占空比难以确定，且需根据工况及转速进行调整。

技术实现要素：

本发明改进了传统的双极性PWM调制方式，对与母线电容中点相连的相为关断相时的换相区和为非导通相时的正常导通区均提出了行之有效的电流控制方法来抑制电流波动，提高了四开关三相逆变器驱动的无刷直流电机的运行性能。本发明适合于四开关三相逆变器驱动下的无刷直流电机进行平稳的电流控制。

为了解决上述技术问题，本发明提出的一种四开关三相逆变器驱动的无刷直流电机电流波动抑制方法，包括无刷直流电机、四开关三相逆变器和控制单元；当无刷直流电机与母线电容中点连接的相在换相区作为关断相时，对非换相相开关管进行调制抑制换相电流波动；当无刷直流电机与母线电容中点连接的相在正常导通区作为非导通相时，在导通两相桥臂开关管同步调制的基础上在每个控制周期内加入两个调节矢量抑制正常导通区的电流波动，具体步骤如下：

步骤一、根据霍尔信号将无刷直流电机的每个电周期分为六个工作状态；将每个工作状态分为换相区和正常导通区；在换相区，将无刷直流电机三相分为开通相、关断相和非换相相；通过霍尔信号改变判断换相区开始，通过关断相电流减小为零判断换相区结束；在正常导通区，根据三相绕组导通状态将所述三相绕组分为正常导通相和非导通相；

步骤二、所述六个工作状态中，其中两个工作状态分别记为工作状态A和工作状态B，工作状态A和工作状态B具有以下两个特性：一是与母线电容中点连接的相在换相区作为关断相参与换相；二是与母线电容中点连接的相在正常导通区为非导通相，此时导通两相开关管采用双极性调制；所述六个工作状态中，其他四个工作状态均分别是与母线电容中点连接的相为导通相，另一相开关管采用单极性调制；

步骤三、在工作状态A的换相区及工作状态B的换相区，对非换相相开关管进行PWM调制，通过计算确定调制占空比；确定调制占空比的步骤是：为抑制换相电流波动，对非换相相开关管进行PWM调制，开通相开关管开通；工作状态A是与母线电容中点连接的相由正相导通转为关断，工作状态B是与母线电容中点连接的相由负相导通转为关断；当所述无刷直流电机运行在工作状态A时，非换相相开关管的占空比为D_cm-A

式中，u_dc为电源电压；u_c1为四开关三相逆变器中与电源正极相连的母线电容C₁两端的电压，e_a、e_b、e_c分别是无刷直流电机三相对应的相反电动势；其中，非换相相开关管为无刷直流电机的b相，无刷直流电机与母线电容中点连接的相为c相；

当所述无刷直流电机运行在工作状态B时，非换相相开关管的占空比为D_cm-B

步骤四、为抑制相反电动势对电流波动的影响，在工作状态A和工作状态B的正常导通区，控制非导通相电流变化率为零；在双极性同步调制的基础上，选择能使非导通相电流迅速增加和能使非导通相电流迅速减小的两个矢量作为调节矢量，在每个控制周期插入这两个调节矢量，在无刷直流电机的c相电流变化率为零的基础上得到调节矢量占空比D_c

在工作状态A的正常导通区及工作状态B的正常导通区，定义导通两相的两个开关管都开通的电压矢量为主矢量，主矢量占空比D是控制单元中的PI控制器输出的1/2；两个调节矢量中使无刷直流电机的c相电流迅速减小的电压矢量占空比为D_c，使无刷直流电机的c相电流迅速增加的电压矢量占空比为1-D-D_c。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

(1)为抑制与母线电容中点连接的相为非导通相时相反电动势造成的电流波动，与普通的PWM占空比调制相比，加入调节矢量，并且调节矢量占空比通过建立数学模型根据电机参数计算得到，不需要通过PI控制器进行调节，无需根据工况及转速调节PI控制器参数。

(2)本发明提出的方法通过对非换相相开关管进行调制，可以解决与母线电容中点连接的相关断时的换相电流波动。

附图说明

图1为四开关三相逆变器驱动的无刷直流电机控制系统框图；

图2为四开关三相逆变器驱动的无刷直流电机等效电路；

图3四开关三相逆变器驱动的无刷直流电机相反电动势、相电流及传统调制方法开关管脉冲示意图；

图4-1为在H₅状态下正常导通区一个周期内开关管调制波形图；

图4-2为在H₂状态下正常导通区一个周期内开关管调制波形图；

图5为提出的电流控制方法开关管调制波形图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明技术方案作进一步详细描述，所描述的具体实施例仅对本发明进行解释说明，并不用以限制本发明。

本发明的设计思路是：同时抑制与母线电容中点连接的相为关断相时的换相区和为非导通相时的正常导通区的电流波动。在传统双极性调制的基础上，提出改进的PWM调制方法，通过建立数学模型得到占空比的计算公式，从而达到抑制电流波动的效果。本发明方法控制简单，实现容易，无需根据电机工况调节控制器参数，无需增加硬件系统成本。

本发明提出的一种四开关三相逆变器驱动的无刷直流电机电流波动抑制方法，包括无刷直流电机、四开关三相逆变器和控制单元三部分，图1示出了整个无刷直流电机的控制原理，图中，n^*为转速参考值，i^*为转速PI控制器输出的参考电流，电机实际转速n根据霍尔信号得到，相电流i_a、i_b通过电流传感器测得，非换相相电流i根据霍尔信号判断得到，u_c1及u_dc通过电压传感器测得，相反电动势值e_a、e_b和e_c通过离线拟合得到。

当无刷直流电机与母线电容中点连接的相在换相区作为关断相时，对非换相相开关管进行调制抑制换相电流波动；当无刷直流电机与母线电容中点连接的相在正常导通区作为非导通相时，在导通两相桥臂开关管同步调制的基础上在每个控制周期内加入两个调节矢量抑制正常导通区的电流波动，具体过程如下：

图2是四开关三相逆变器驱动下的无刷直流电机等效电路图，其中C₁、C₂是母线电容；u_dc是直流母线电压；u_c1和u_c2分别为四开关三相逆变器中与电源正极相连的母线电容C₁和C₂两端的电压；e_a、e_b、e_c分别是无刷直流电机三相对应的相反电动势；R_s、L_s分别是绕组相电阻和相电感。

根据图2可以列出端电压方程为

其中u_no表示电机三相绕组中点对电容中点电压；u_ao、u_bo、u_co表示电机三相绕组端点对电容中点电压，在本发明中定义为端电压。定义电压矢量V_i(S_a,S_b)，i∈{1,2,3,4}，其中S_a和S_b分别表示a相和b相绕组端电压的状态变量。S_a，S_b∈{0,1,X}，其中“1”代表该相与电源正极相连，“0”代表该相与电源负极相连，“X”代表关断。

传统双极性调制下，导通两相开关管同步进行调制，具体工作状态及开关管调制波形如图3所示。根据霍尔信号将无刷直流电机的每个电周期分为六个工作状态H₁、H₂、H₃、H₄、H₅和H₆。将每个工作状态分为换相区和正常导通区；在换相区，将无刷直流电机三相分为开通相、关断相和非换相相；通过霍尔信号改变判断换相区开始，通过关断相电流减小为零判断换相区结束；在正常导通区，根据三相绕组导通状态将所述三相绕组分为正常导通相和非导通相。

所述六个工作状态中，其中两个工作状态分别记为工作状态A和工作状态B，工作状态A(即图3中H₅)和工作状态B(即图3中H₂)具有以下两个特性：一是与母线电容中点连接的相在换相区作为关断相参与换相；二是与母线电容中点连接的相在正常导通区为非导通相，此时导通两相开关管采用双极性调制；其他四个工作状态均分别是与母线电容中点连接的相为导通相，另一相开关管采用单极性调制；在其他四个工作状态(图3中H₁、H₃、H₄和H₆。)的正常导通区，c相为导通相，由于此时导通两相之间线电压幅值近似为母线电压的1/2。所以四开关三相逆变器驱动下的永磁无刷直流电机运行时须满足条件2E<u_dc/2，E为相反电动势峰值。

在工作状态A的换相区及工作状态B的换相区，对非换相相开关管进行PWM调制，通过计算确定调制占空比。

以工作状态A的换相区为例，此时与母线电容中点连接的相由正相导通转为关断，由c+b-换相至a+b-。若不对开关管进行调制，在换相区，a相与电源正极相连，b相与电源负极相连。假设换相时间很短，e_a＝E、e_b＝-E、e_c＝E，将端电压代入式(1)计算开通相及关断相的电流变化率。当E<3u_dc/8时，有

所以此时开通相电流变化速率大于关断相电流变化速率。为减缓开通相电流变化速率，对非换相相开关管(b相)进行PWM调制，开通相(a相)开关管(S₁)恒通，关断相电流通过续流二极管续流。此时作用的电压矢量为V₁(1,0)和V₂(1,1)。将电压矢量作用下的端电压代入式(1)，得到非换相相电流方程分别为

当所述无刷直流电机运行在工作状态A时，非换相相开关管的占空比为D_cm-A。令矢量V₃(0,1)的占空比为D_cm-A，V₄(0,0)的占空比为1-D_cm-A，当i_b平均变化率为0时，有

将式(3)和式(4)代入上式可得

由于电机运行条件为2E<u_dc/2，所以占空比满足0<D_cm-A<1。

当所述无刷直流电机运行在工作状态B时，与母线电容中点连接的相由负相导通转为关断，非换相相开关管的占空比为D_cm-B，同理可得B状态下换相区的调制占空比。

为抑制相反电动势对电流波动的影响，在工作状态A和工作状态B的正常导通区，控制非导通相电流变化率为零；以工作状态A的正常导通区为例进行分析。在工作状态A期望换相结束后，c相电流为零，所以需控制正常导通区内每个控制周期中c相电流平均变化率为零。双极性调制方法下，在工作状态A下的正常导通区，若允许S₁、S₄进行不同步调制，共有V₁(1,0)、V₂(1,1)、V₃(0,1)和V₄(0,0)四种电压矢量可使导通相为a+b-。

结合式(1)，可以列出四种电压矢量作用下c相电流变化率为

由式(8)～式(10)可知，电压矢量V₁(1,0)及V₃(0,1)对i_c的影响主要由反电动势大小决定。而电压矢量V₂(1,1)和V₄(0,0)作用下，i_c受电容电压和反电动势共同影响。由2E<u_dc/2可以看出，V₂(1,1)能使i_c迅速减小，而V₄(0,0)能使i_c迅速增大。

在工作状态A的正常导通区及工作状态B的正常导通区，定义导通两相的两个开关管都开通的电压矢量为主矢量。在双极性同步调制的基础上，选择能使非导通相电流迅速增加和能使非导通相电流迅速减小的两个矢量作为调节矢量，在工作状态A的正常导通区选择V₁(1,0)为主矢量，V₂(1,1)和V₄(0,0)为调节矢量，在一个控制周期内三种矢量共同作用控制c相电流平均变化率为零。在每个控制周期插入这两个调节矢量，在无刷直流电机的c相电流变化率为零的基础上得到调节矢量占空比D_c。

两个调节矢量中使无刷直流电机的c相电流迅速减小的电压矢量V₂(1,1)占空比为D_c，使无刷直流电机的c相电流迅速增加的电压矢量V₄(0,0)占空比为1-D-D_c。当i_c平均变化率为0时，有

将式(8)～式(10)代入上式可得

而在工作状态B的正常导通区内，同样存在V₁(1,0)、V₂(1,1)、V₃(0,1)和V₄(0,0)四种电压矢量，选择V₃(0,1)为主矢量，其占空比为D，选择V₂(1,1)和V₄(0,0)为调节矢量，其占空比分别为D_c和1-D-D_c。经计算可得，工作状态B的占空比D_c表达式与式(12)相同。另外由于在工作状态A和工作状态B下导通两相之间线电压近似为其他四种工作状态下导通两相之间线电压的两倍。为避免工作状态变化时线电压改变对电流控制器产生影响，在工作状态A和工作状态B下，本发明中，主矢量V₁(1,0)占空比D是控制单元中的PI控制器输出D_PI的1/2。

为使开关管切换次数达到最少。在工作状态A和工作状态B下的正常导通区的每个控制周期内电压矢量作用顺序及开关管调制波形如图4-1和图4-2所示。

另外在其他四种工作状态下，由于c相为导通相，不存在反电动势造成的电流波动现象，可以按照图3所示传统双极性PWM调制方法进行控制，调制占空比D等于电流PI控制器输出D_PI。

综上所述，不同工作状态下的开关管调制波形图如图5所示，其中，阴影部分为换相区。工作状态A和工作状态B下正常导通区主矢量占空比D、调节矢量占空比D_c和换相区开关管调制占空比D_cm-A和D_cm-B根据表1计算得到。

表1、工作状态A和工作状态B下矢量作用表

尽管上面结合附图对本发明进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨的情况下，还可以做出很多变形，这些均属于本发明的保护之内。