四开关逆变器三相电机无传感器驱动系统的制作方法

1.一种四开关逆变器三相电机无传感器驱动系统，其特征在于，所述四开关逆变器三相电机无传感器驱动系统包括四开关逆变器输入信号为直流电压，四开关全桥逆变电路包括两个电容C1、C2和四个可控开关S1—S4，逆变器共有三个电压输出端口，分别连接电机的三个电压输入端。

2.根据权利要求1所述的四开关逆变器三相电机无传感器驱动系统，其特征在于，四开关分别为四个IGBT或GTO等可控开通和关断型晶闸管，开关信号由ARM微处理器产生。当负载为电机时，电机的第三相链接到一组电容的中性点，此中性点电位等效于接地的零电位，同时回路中所需采集的电压和电流信号分别通过电压及电流传感器获取，通过霍尔传感器获取电机的转速信号，或者通过无传感器算法估算出电机的转子位置和转速。

3.四开关逆变器三相电机无传感器驱动系统的控制方法，其特征在于，所述控制方法如下：

1)四开关逆变器，只有四个开关可以受控进行开通和关断，四个开关分别为S₁、S₂、S₃、S₄，C₁、C₂表示电容，其状态不可控，因此仅有四种开关状态，其开关表如下所示，表中1表示开关闭合，0表示开关断开。

直流侧由不控整流桥供电，C相连接直流电容的中点，因此直流侧电压输出v_dc′存在波动，由此可知，中性点c′电压不能恒定为0，同理A相和B相电压也会出现偏差，从v_a和v_b变化到v_a′以及v_b′，故负载电流存在畸变，加之实际电容性能的非理想化，所以此时的中点电位的准确表示为：

$v_{c^{\′}}=v_1-\frac{1}{2}{v}_{{\mathrm{dc}}^{\′}}---\left(1\right)$

式中，v₁、v₂和v_dc′分别表示两个电容上的电压以及整流侧的直流电压；

2)为了提高控制算法的精度同时降低电流谐波，需要对电压畸变进行补偿，由于c点电势为0，则定义v_a′表示如下：

v_a＝v_as-v_cs＝v_a′-v_c′ (2)

结合公式(1)(2)，则a点电势可以修正为下式：

$v_{a^{\′}}=v_{as}-v_{cs}+v_{c^{\′}}=v_{as}-v_{cs}+v_1-\frac{1}{2}{v}_{{\mathrm{dc}}^{\′}}---\left(3\right)$

上式表明，a点电势与c点电势具有相关性，同理可以将b点电势修正为：

$v_{b^{\′}}=v_{bs}-v_{cs}+v_1-\frac{1}{2}{v}_{{\mathrm{dc}}^{\′}}---\left(4\right)$

所述控制结构为常规的双闭环PI控制方式，系统中采用了转速和位置估测算法，通过电流传感器和电压传感器采集的逆变器输出信号，经过park变换从三相静止坐标系转换为两相旋转坐标系，其变换矩阵为：

经过park变换后的dq坐标系下的变量，输入到转速和位置观测器进行位置信号估算，无传感器算法通过检测电机电流及电压估算出反电动势e_M和转子位置θ_M，并对角度信号求导即可估算电机的瞬时位置，ω_M0为滤除高次谐波后的转速估算值，计算过程为：

凸极式永磁电机dq轴等效电压以及反电动势分别如式(6)(7)所示：

$\left[\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R+\frac{d}{dt}{L}_d& -\stackrel{\·}{\mathrm{\θ}}{L}_q\\ \stackrel{\·}{\mathrm{\θ}}{L}_d& R+\frac{d}{dt}{L}_q\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+e\left[\begin{array}{c}0\\ 1\end{array}\right]---\left(6\right)$

$e=K_E\stackrel{\·}{\mathrm{\θ}}---\left(7\right)$

式中，v_d、v_q分别表示dq轴定子电压；R为定子电阻；L_d、L_q为dq轴电感；ω为电机转速；i_d、i_q为dq轴电流；e为反电动势；K_E为反电动势常数；

dq轴为电机实际的转子位置，γ-δ坐标系为观测位置，Δθ表示两坐标系间的位置误差；因此由(6)式可知，在γ-δ坐标系下的电压表达式如(8)所示。

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\γ}}\\ v_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R+\frac{d}{dt}{L}_d& -{\stackrel{\·}{\mathrm{\θ}}}_M{L}_q\\ {\stackrel{\·}{\mathrm{\θ}}}_M{L}_d& R+\frac{d}{dt}{L}_q\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]+e\left[\begin{array}{c}-sin\mathrm{\Δ}\mathrm{\θ}\\ \cos \mathrm{\Δ}\mathrm{\θ}\end{array}\right]---\left(8\right)$

则γ-δ坐标系下电流的倒数为：

$\frac{d}{dt}\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]=\frac{1}{T}\left(\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}^n\\ i_{\mathrm{\δ}}^n\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}^{n-1}\\ i_{\mathrm{\δ}}^{n-1}\end{array}\right]\right)---\left(9\right)$

假设采样周期T远小于电流时间常数，将(9)式代入(8)式，有：

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}^n\\ i_{\mathrm{\δ}}^n\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1-\frac{R}{L_d}T& {\stackrel{\·}{\mathrm{\θ}}}_M^{n-1}\frac{L_q}{L_d}T\\ -{\stackrel{\·}{\mathrm{\θ}}}_M^{n-1}\frac{L_d}{L_q}T& 1-\frac{R}{L_q}T\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}^{n-1}\\ i_{\mathrm{\δ}}^{n-1}\end{array}\right]\\ +\frac{T}{L_d{L}_q}\left[\begin{array}{c}{L}_q{v}_{\mathrm{\γ}}^{n-1}\\ L_q{v}_{\mathrm{\δ}}^{n-1}\end{array}\right]+\frac{T}{L_d{L}_q}{e}^{n-1}\left[\begin{array}{c}{L}_q{\mathrm{sin\Δ\θ}}^{n-1}\\ -L_d{\mathrm{cos\Δ\θ}}^{n-1}\end{array}\right]\end{array}---\left(10\right)$

式中，n表示在第n采样时刻的暂态结果，则第n采样时刻的观测电流可以改写为：

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{i}_{M\mathrm{\γ}}^n\\ i_{M\mathrm{\δ}}^n\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1-\frac{R}{L_d}T& {\mathrm{\ω}}_M^{n-1}\frac{L_q}{L_d}T\\ -{\mathrm{\ω}}_M^{n-1}\frac{L_d}{L_q}T& 1-\frac{R}{L_q}T\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}^{n-1}\\ i_{\mathrm{\δ}}^{n-1}\end{array}\right]\\ +\frac{T}{L_d{L}_q}\left[\begin{array}{c}{L}_q{v}_{\mathrm{\γ}}^{n-1}\\ L_d{v}_{\mathrm{\δ}}^{n-1}\end{array}\right]-\frac{T}{L_q}{e}_M^{n-1}\left[\begin{array}{c}0\\ 1\end{array}\right]\end{array}---\left(11\right)$

观测电流误差Δi＝i-i_M可以表示为：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{\γ}}^n\\ {\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{\δ}}^n\end{array}\right]=\frac{T}{L_d{L}_q}\left[\begin{array}{c}{L}_q{e}^{e-1}{\mathrm{sin\Δ\θ}}^{n-1}\\ L_d(e_M^{n-1}-e^{n-1}{\mathrm{cos\Δ\θ}}^{n-1})\end{array}\right]---\left(12\right)$

当Δθ^n-1趋近于0时，上式可近似转化为：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{\γ}}^n\\ {\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{\δ}}^n\end{array}\right]\≈\frac{T}{L_d{L}_q}\left[\begin{array}{c}{L}_q{e}^{n-1}{\mathrm{\Δ\θ}}^{n-1}\\ -L_d{\mathrm{\Δe}}^{n-1}\end{array}\right]---\left(13\right)$

式中，观测的反电动势误差定义为：

${\mathrm{\Δe}}^{n-1}=e^{n-1}-e_M^{n-1}---\left(14\right)$

由式(13)可知，反电势估算误差Δe^n-1和位置估算误差Δθ^n-1分别与和相关。假定其相关系数分别为K_e和K_θ，则可以推导出在第n采样时刻，估算的反电势和位置值分别为：

$e_M^e=e_M^{n-1}-K_e{\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{\δ}}^n---\left(15\right)$

${\mathrm{\θ}}_M^n={\mathrm{\θ}}_M^{n-1}+\frac{T}{K_E}{e}_M^n+K_{\mathrm{\θ}}\mathrm{sgn}\left({\mathrm{\ω}}_{M0}^{n-1}\right){\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{\γ}}^n---\left(16\right)$

式中，为估算速度。并且：

$\mathrm{sgn}\left({\mathrm{\ω}}_{M0}^{n-1}\right)=\left\{\begin{array}{cc}1;& {\mathrm{\ω}}_{M0}^{n-1}\≥0\\ -1;& {\mathrm{\ω}}_{M0}^{n-1}\<0\end{array}\right.---\left(17\right)$

通过式(16)可以估算出瞬时转速：

${\mathrm{\ω}}_M^n=\frac{{\mathrm{\θ}}_M^n-{\mathrm{\θ}}_M^{n-1}}{T}=\frac{e_M^n}{K_E}+\frac{K_{\mathrm{\θ}}}{T}\mathrm{sgn}\left({\mathrm{\ω}}_{M0}^{n-1}\right){\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{\γ}}^n---\left(18\right)$

由于估算的转速包含有信号采集噪音，设计滤波器如下：

$\left.\begin{array}{c}{\mathrm{\ω}}_{M0}^n=\frac{e_M^n}{K_E}+{\mathrm{\Δ\ω}}_{M0}^n\\ {\mathrm{\Δ\ω}}_{M0}^n={\mathrm{\Δ\ω}}_{M0}^{n-1}+K({\mathrm{\Δ\ω}}_M^n-{\mathrm{\Δ\ω}}_{M0}^{n-1})\end{array}\right\}---\left(19\right)$

式中，0<K<1，为平滑系数；

假设电机的转速响应时间远低于处理器的算法处理时间，则在采样过程中可以认为电机的转速和反电动势恒定不变；因此位置信号可以表示为：

${\mathrm{\&theta;}}^n={\mathrm{\&theta;}}^{n-1}+\frac{T}{K_E}{e}^{n-1}---\left(20\right)$

结合式(15)、(16)、(20)可得：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&Delta;e}}^n\\ {\mathrm{\&Delta;\&theta;}}^n\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1-K_e\frac{T}{L_q}& 0\\ \frac{T}{K_E}(1-K_e\frac{T}{L_q})& 1-K_{\mathrm{\&theta;}}\left|e^{n-1}\right|\frac{T}{L_d}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&Delta;e}}^{n-1}\\ {\mathrm{\&Delta;\&theta;}}^{n-1}\end{array}\right]---\left(21\right)$

如果上式矩阵的特征值和的绝对值都小于1，则所设计的控制系统是绝对稳定的，因此所假定的相关系数K_e和K_θ必须服从以下区间：

$0\&lt;K_e\&lt;2\frac{L_q}{T},0\&lt;K_{\mathrm{\&theta;}}\&lt;2\frac{L_d}{\left|e^{n-1}\right|T}---\left(22\right)$

根据不同的动稳态需求，选取不同的相关系数，系统在控制上具有更多的灵活性；

所述4种开关模式均为有效工作状态。

4.根据权利要求3所述的四开关逆变器三相电机无传感器驱动系统的控制方法，其特征在于，所述步骤2)中，电压补偿方案，其目的在于将四开关所逆变输出的三相非对称信号补偿为3三相对称信号，原始输出信号分别为v_a，v_b，v_c，且v_c＝0，所构成的矢量关系为两相非对称电压信号，进行电压补偿后的输出信号为v_as，v_bs，v_cs，构成互成120°角的三相对称信号，满足各类应用场合，结合以上中点电位平衡控制分析可知，其补偿信号的矢量关系为：

v_a＝v_as-v_cs,v_b＝v_bs-v_cs,v_c＝0

补偿后还需对电压进行修正，修正后的实际电压大小为：

$v_{a^{\&prime;}}=v_{as}-v_{cs}+v_{c^{\&prime;}}=v_{as}-v_{cs}+v_1-\frac{1}{2}{v}_{{\mathrm{dc}}^{\&prime;}}$

$v_{b^{\&prime;}}=v_{bs}-v_{cs}+v_1-\frac{1}{2}{v}_{{\mathrm{dc}}^{\&prime;}}$

v_c′＝-v_cs。