蓄电池充电器的制作方法

本发明涉及一种蓄电池充电器。

背景技术：

蓄电池充电器可包括功率因数校正(pfc)电流，其产生规则的输出电流，用于给蓄电池充电，同时从ac电源汲取正弦输入电流。

技术实现要素：

本发明提供了一种蓄电池充电器，包括输入端子，用于连接到供应交变输入电压的ac电源；输出端子，用于连接到要被充电的蓄电池；以及pfc电路，连接在输入端子和输出端子之间，其中pfc电路调节从ac电源汲取的输入电流，输入电流具有选自具有三次谐波注入的正弦波、经剪波的正弦波和梯形波中的波形，蓄电池充电器在输出端子处产生输出电流，且输出电流具有由输入电流和输入电压的乘积限定的波形，且具有至少50％的波纹。

由于输出电流的波形由输入电流和输入电压的乘积限定，该波形是周期性的，且频率为输入电流的两倍。输出电流具有至少50％的波纹。传统观点指出用具有相对较大波纹的电流给蓄电池充电降低蓄电池的寿命。特别地，随时间改变的电流导致增加的热量，其不利地影响电解质传导率，以及在电机-电解质界面处的电化学反应。本发明认识到，与传统观点相反，可以以具有相对较大波纹的电流给蓄电池充电。为了产生规则的输出电流，传统蓄电池充电器的pfc电路通常需要较高容量的电容。另一方面，利用本发明的蓄电池充电器，pfc电路可以使用具有小得多的容量的电容，或根本不需要电容器，由此减少蓄电池充电器的成本和尺寸。

本发明进一步认识到，通过汲取具有三次谐波注入的正弦波、经剪波的正弦波和梯形波中的一种的输入电流，对于给定平均输入功率，蓄电池充电器的峰值输入功率和/或峰值输入电流可以被降低。这于是具有益处在于蓄电池充电器可以使用额定较低功率和/或电流的部件，由此减低蓄电池充电器的尺寸、重量和/或成本。从正弦的任何背离将增加输入电流的谐波成分。然而，选择用于输入电流的特定波形能够提供峰值输入功率和/或峰值输入电流的显著降低，而不会过度增加谐波成分。

pfc电路可响应于蓄电池电压的变化而调整输入电流的平均值。通过响应于蓄电池电压的变化而调整输入电流的平均值，蓄电池充电器能够更好地控制充电速率。pfc控制器可响应于蓄电池电压的增大而增大输入电流的平均值。因此，相似的充电速率可以在充电期间被实现。pfc电路可响应于蓄电池电压的变化而调整输入电流的平均值，使得输出电流的平均值是恒定的。这于是具有益处在于恒定的充电速率可被实现。

附加地或替代地，pfc电路可响应于蓄电池电压的变化而调整输入电流的波形。特别地，pfc电流可调整输入电流的三次谐波的相对幅值，剪波百分比或内部梯形角。当蓄电池电压变化时，输入功率需要实现特定充电速率变化。如果输入电流的波形不改变，输入电流的谐波成分将随着所需的输入功率变化而变化。通过响应于蓄电池电压的变化而调整输入电流的波形，输入电流的谐波成分可以保持在规定限制内。pfc电流可响应于蓄电池电压的增加而减小输入电流的三次谐波的相对幅值，剪波百分比或内部梯形角。这于是具有益处在于，在较低输入功率处(即较低蓄电池电压)，较低的峰值电流可以被实现，且仍可以在较高输入功率处(即较高蓄电池电压)过度的谐波成分可以被避免。

当蓄电池的电压低于一阈值时，蓄电池充电器可以第一模式操作，且当蓄电池的电压超过该阈值时，蓄电池充电器可切换到第二模式。

pfc电路可使得当在第一模式下操作时在输入电压的每个半周期期间输入电流被从ac电源汲取，且pfc电路可使得当在第二模式下操作时仅在输入电压的一些半周期期间输入电流被从ac电源汲取。结果，当在第一模式下操作时，蓄电池充电器产生连续的输出电流，且当在第二模式下操作时，产生不连续的输出电流。当在第一模式下操作时，蓄电池相对快速充电可以通过连续输出电流实现。当在第二模式下操作时，闲置时段被引入，在该时段期间没有输出电流被产生。这些闲置时段允许蓄电池内的化学反应，且由此蓄电池的电压在重新开始充电之前变得稳定。第一模式可由此被用于快速充电蓄电池到电压阈值，且第二模式可以被用于当蓄电池经历电压驰豫时充满蓄电池。

当在第一模式下操作时输入电流的波形可为具有三次谐波注入的正弦波、经剪波的正弦波和梯形波中的一种，且当在第二模式下操作时输入电流的波形可不同于当在第一模式下操作时输入电流的波形。当在第一模式操作时，所需平均输入功率可以高于当在第二模式操作时的。例如，第一模式可被用于快速充电蓄电池到电压阈值(需要相对高的平均输入功率)，且第二模式可以被用于充满蓄电池(需要相对低的平均输入功率)。当在第一模式操作时通过使用输入电流的前述波形中的一个，蓄电池充电器的峰值输入功率和/或峰值输入电流可以被降低，且由此额定为较低功率和/或电流的部件可以被使用。当在第二模式操作时，由于较低平均输入功率，不同波形可以被使用。例如，输入电流的波形可以为正弦波，其具有增加蓄电池充电器的功率因数的益处。尽管正弦波对于输入功率和输入电流具有较高的峰值对平均比，较低的平均输入功率可意味着当在第二模式操作时，峰值输入功率和/或峰值输入电流较小。替代地，输入电流的波形可以是方波，以便于进一步减小蓄电池充电器的峰值输入电流，且由此i²r损失。尽管方波的使用将增加输入电流的总谐波失真，由于较低的平均输入功率，输入电流的绝对谐波成分仍保持在规定限制内。

蓄电池充电器可包括降压dc至dc转换器，其定位在pfc电路和输出端子之间。dc至dc转换器的电压转换比于是可被限定，使得输入电压的峰值(当降低时)低于蓄电池的最小电压。于是这具有的优势在于pfc电路能够在增压模式(boostmode)中操作以提供持续的电流控制。

dc至dc转换器可为谐振转换器，其具有一个或多个主侧开关，其以恒定频率切换。使用谐振转换器具有益处在于期望的电压转换比可以通过变压器的匝数比来实现。此外，谐振转换器能够以比相当的pwm转换器更高的切换频率操作，且能够零电压切换。通过以恒定频率切换主侧开关，相对简单的控制器可以被dc至dc转换器使用。以恒定频率切换是可能的，因为dc至dc转换器并不要求调整或以其它方式控制输出电压。相反，传统电源的dc至dc转换器通常需要调整输出电压且由此需要更加复杂和昂贵的控制器以便于改变切换频率。

dc至dc转换器可具有一个或多个次侧开关，其以与主侧开关相同的恒定频率切换。因此，相对简单和便宜的控制器可以用在次侧上。此外，单个控制器可以设想用于控制主侧和次侧开关两者。

为了清楚起见，下面的术语应该被理解为具有以下含义。术语“波形”指信号的形状，且独立于信号的幅度或相位。术语“幅度”和“峰值”是同义的，且指信号的绝对最大值。术语“波纹”本文中表示信号的最大值的峰峰值百分比。术语“平均”指信号在一个周期上的绝对瞬时值(absoluteinstantaneousvalues)的平均。最后，术语“总谐波失真”指信号的谐波分量的总和，表示为基础分量的百分比。

附图说明

为了使本发明可能更容易理解，现在将通过示例参照附图描述本发明的实施例，附图中：

图1是根据本发明的蓄电池充电器的框图；

图2是蓄电池充电器的电路图；

图3示出了由蓄电池充电器充电的蓄电池的电压；

图4示出了当在(a)连续模式，以及(b)不连续模式操作时，蓄电池充电器的输出电流；

图5示出了由蓄电池充电器汲取的输入电流的第一替代波形；

图6示出了蓄电池充电器的峰值输入功率、峰值输入电流、功率因数和总谐波失真如何响应于第一替代波形中的三次谐波的大小而变化；

图7示出了由蓄电池充电器汲取的输入电流的第二替代波形；

图8示出了蓄电池充电器的峰值输入功率、峰值输入电流、功率因数和总谐波失真如何响应于第二替代波形的剪波量而变化；

图9示出了由蓄电池充电器汲取的输入电流的第三替代波形；

图10示出了蓄电池充电器的峰值输入功率、峰值输入电流、功率因数和总谐波失真如何响应于第三替代波形的内部梯形角而变化；

图11示出了由蓄电池充电器汲取的输入电流的各个波形的峰值输入功率、峰值输入电流、功率因数和总谐波失真的细节；

图12示出了由蓄电池充电器汲取的输入电流的第四替代波形；

图13是根据本发明的第一替代蓄电池充电器的电路图；

图14是根据本发明的第二替代蓄电池充电器的电路图；

图15是根据本发明的第三替代蓄电池充电器的电路图；以及

图16是根据本发明的第四替代蓄电池充电器的电路图。

具体实施方式

图1和2的蓄电池充电器1包括输入端子8，用于连接到ac电压2，和输出端子9，用于连接到要被充电的蓄电池3。蓄电池充电器1还包括连接到输入端子8和输出端子9之间的电磁干扰(emi)过滤器10，ac至dc转换器11，功率因数校正(pfc)电流12，以及dc至dc转换器13。

该电磁干扰过滤器10被用于减弱从交流电源2汲取的输入电流中的高频率谐波。

该ac至dc转换器11包括桥式整流器d1-d4，其提供了全波整流。

该pfc电路12包括升压转换器，其位于ac至dc转换器11和dc至dc转换器13之间。该升压转换器包括电感l1，电容器c1，二极管d5，开关s1和控制电路。该电感，电容器，二极管和开关被布置为传统布置。因此，当开关s1被关闭时电感l1被供给能量，且当开关s1被打开时自电感l1的能量被转移到电容器c1。开关s1的打开和关闭于是由控制电路控制。

该控制电路包括电流传感器r1，电压传感器r2，r3，和pfc控制器20。电流传感器r1输出信号i_in，其提供从交流电源2汲取的输入电流的测量值。电压传感器r2，r3输出信号v_in，其提供了交流电源2的输入电压的测量值。电流传感器r1和电压传感器r2，r3位于ac至dc转换器11的直流侧上。因此，i_in和v_in是输入电流和输入电压的经整流形式。两个信号被输出到pfc控制器20。pfc控制器20将v_in比例变化(scale)以便产生参考电流。pfc控制器20然后使用参考电流调节输入电流i_in。有pfc控制器20可能使用以便调节输入电流的各种控制方案。例如，pfc控制器20可使用峰值，平均或滞后电流控制。这样的控制方案是众所周知的，且由此本文不以任何细节描述详细方案。pfc控制器20还接收信号v_bat，其提供了蓄电池3的电压的测量值且通过另一电压传感器r4，r5输出。如下所述，pfc控制器20响应蓄电池电压的变化调节从ac电源2汲取的输入电流。这通过响应v_bat的变化调整参考电流的振幅(也就是通过将v_in比例变化)而获得。

该dc至dc转换器13包括半桥llc串联谐振转换器，该谐振转换器包括一对主侧开关s2，s3，用于控制主侧开关的主侧控制器(未示出)，谐振网络cr，lr，变压器tx，一对次侧开关s4，s5，用于控制次侧开关的次侧控制器(未示出)，和低通过滤器c2，l2。主侧控制器在由cr和lr的谐振限定的固定频率处切换主侧开关s2，s3。同样地，次侧控制器在相同固定频率处切换次侧开关s4，s5，以便实现特同步整流。低通过滤器c2，l2于是消除高频电流波纹(其由转换器13的开关频率引起)。

dc至dc转换器13的阻抗是相对较低的。因此，pfc电路12的输出处的电压被保持在由蓄电池3的电压限定的水平。更具体地说，pfc电路12的输出处的电压被保持在蓄电池电压乘以dc至dc转换器13的转变比率处。为了简化随后的描述，当提及蓄电池电压v_bat乘以转变比率np/ns时，术语‘阶变后蓄电池电压(steppedbatteryvoltage)’将被使用，

打开pfc电路12的开关s1时，能量自电感l1被传递到电容器c1，引起电容器电压上升。一旦电容器电压达到阶变后蓄电池电压，能量自电感l1被传递到蓄电池3。由于dc至dc转换器13的相对较低的阻抗，电容器c1的电压不会有任何进一步上升，而是反而保持在阶变后蓄电池电压处。在关闭pfc电路12的开关s1时，仅仅当电容器电压和阶变后蓄电池电压之间具有差异时，电容器c1放电。结果，电容器c1在开关s1被关闭之后继续被保持在阶变后蓄电池电压处。蓄电池3的电压由此反映到pfc电路12。

为了pfc电路12能够连续地控制从交流电源2汲取的输入电流，必须保持电容器电压在大于交流电源2的输入电压的峰值的水平处。由于电容器c1被保持在阶变后蓄电池电压处，必须保持该阶变后蓄电池电压在大于输入电压的峰值的水平处。而且，这个条件必须在蓄电池3的全部电压范围之上符合。因此，dc至dc转换器13的转变比率可被限定为：

np/ns>v_in(peak)/v_bat(min)。

其中np/ns是转变比率，v_in(peak)是交流电源2的输入电压的峰值，且v_bat(min)是蓄电池3的最小电压。

该pfc电路12确保从交流电源2汲取的输入电流是大体正弦型的。由于交流电源2的输入电压是正弦型的，通过蓄电池充电器1从交流电源2汲取的输入功率具有正弦平方波形。由于蓄电池充电器1具有非常小的存储容量，蓄电池充电器1的输出功率具有与输入功率大体相同的形状，也就是该输出功率也具有正弦平方波形。蓄电池充电器1的输出端子9被保持在蓄电池电压处。因此，蓄电池充电器1充当电流源，其输出具有正弦平方波形的输出电流。该输出电流的波形由此是周期性地，具有两倍于输入电流的频率和100％的波纹。

蓄电池充电器1根据蓄电池3的电压以两种充电模式中的一种操作。当蓄电池3的电压低于完全充电阈值时，蓄电池充电器1以第一模式或连续充电模式操作，且当蓄电池3的电压高于完全充电阈值时，蓄电池充电器1以第二模式或不连续充电模式操作。

当以连续充电模式操作时，pfc电路12在输入电压的每个和全部半周期期间从ac电源2汲取输入电流。结果，蓄电池充电器1的输出电流的波形是连续的。此外，pfc控制器20调节输入电流，使得输出电流的平均值是恒定不变的。如果蓄电池充电器1要汲取恒定平均输入电流，输出电流的平均值将取决于蓄电池3的电压。特别地，如果蓄电池3的电压要增大，输出电流的平均值将减小。因此，为了针对输出电流实现恒定的平均值，pfc控制器20响应于蓄电池3的电压的变化而调整从交流电源2汲取的输入电流。更特别地，当蓄电池3的电压增大时，pfc控制器20增加输入电流的平均值，使得输出电流的平均值是恒定的。结果，蓄电池3以恒定平均电流被充电。

当以不连续充电模式操作时，pfc电路12在输入电压的仅一些半周期期间从ac电源2汲取输入电流。于是在输入电压的剩余半周期期间，没有输入电流被汲取。结果，蓄电池充电器1的输出电流的波形是不连续的。

当蓄电池充电器1切换到不连续充电模式时(即当蓄电池3的电压第一次超过完全充电阈值时)，pfc电路12立即停止从交流电源2汲取输入电流。结果，没有电流由蓄电池充电器1输出，且由此蓄电池3的充电被中断。在设定时段之后，其在后文中被称为闲置时段，pfc控制器20经由v_bat信号测量蓄电池3的电压。如果蓄电池电压低于充电阈值，则pfc电路12恢复汲取输入电流，使得电流再次由蓄电池充电器1输出。蓄电池3的电压由此升高，且当电压随后超过完全充电阈值时，pfc电路12再次停止汲取输入电流，且等待闲置时段。如果在闲置时段终点处蓄电池电压低于充电阈值，则pfc电路12汲取输入电流，使得电流由蓄电池充电器1输出。然而，如果在闲置时段终点处蓄电池电压大于充值阈值，则pfc控制器20等待另一闲置时段，然后再采样蓄电池电压。如果在三个闲置时段之后蓄电池电压大于充电阈值，pfc控制器20判定蓄电池3完全充满且停止充电。

每个闲置时段允许蓄电池3的电压在充电被重新开始之前驰豫(relax)。结果，蓄电池3的电荷状态可以在没有让蓄电池3经受过多电压的情况下增加。由于蓄电池3的电荷状态增加，在每个闲置时段期间的电压驰豫程度减小。最终达到一个点，其中电压驰豫很小以致蓄电池3被认为完全充满。在本实施例中，如果在三个闲置时段之后蓄电池3的电压没有掉到充电阈值之下，则认为这已经发生。

每个闲置时段对应于整数个输入电压的半周期。结果，蓄电池充电器1与输入电压的过零点同步地停止和启动汲取输入电流。这于是避免突然汲取相对高的输入电流，其有助于保持高功率因数和低总谐波失真。

当在不连续模式操作中，对于相同蓄电池电压，pfc电路12汲取的输入电流比在连续模式下汲取的更低。结果，蓄电池充电器1输出较低的输出电流。蓄电池3由于完全充电阈值的过渡超过导致的过冲可以由此被避免。此外，蓄电池3内较低的温度可以由于较低的充电电流而被实现。与连续模式相反，pfc电路12从ac电源2汲取恒定的平均输入电流。结果，蓄电池充电器1的输出电流在蓄电池3的电压增大时减小。这于是进一步降低过冲过完全充电阈值的风险。

图3示出了蓄电池3的电压在充电期间如何随时间改变；而图4示出了当在(a)连续模式，以及(b)不连续模式操作时，蓄电池充电器1的输出电流。

在上述实施例中，pfc控制器20调整输入电流，使得波形为正弦。这于是具有益处在于蓄电池充电器1具有相对高的功率因数。然而，汲取正弦输入电流的缺点是对于给定平均输入功率，峰值输入功率和峰值输入电流较大。pfc控制器20可由此调整输入电流，使得输入电流具有替代波形，其减少峰值输入功率对平均输入功率的比值和/或峰值输入电流对平均输入功率的比值。通过减小这些比值中的一个或两个，相同的平均输入功率可以对较低的峰值输入功率和/或峰值输入电流实现。这于是具有益处在于蓄电池充电器1可以使用额定较低功率和/或电流的部件，由此减低蓄电池充电器1的尺寸、重量和/或成本。当然，降低峰值输入功率或峰值输入电流并不是没有其缺点。特别地，从正弦的任何背离将减小功率因数，且增加输入电流的谐波成分。很多国家具有规定(例如iec61000-3-2)其对可以从市电电源汲取的电流的谐波成分赋予严格的限制。pfc控制器20由此可以调整输入电流，以便于降低前述比值中的一个或两个，而不会升高谐波成分到超过规定赋予的量。现在将描述输入电流的是三个波形，其特别适于该任务，其每一个都具有其自身的优点和缺点。

图5示出了输入电流的第一替代波形。该波形包括正弦波，其具有增加或注入的三次谐波，且可以限定为：

i＝sin(θ)+a.sin(3θ),0<θ≤2π

其中a为限定三次谐波的相对幅度的比例因子。三次谐波的引入对于输入电流的平均值没有影响。也就是说，输入电流的平均值不被三次谐波的引入或幅值改变。如图6所示，然而三次谐波的幅值确实影响峰值输入功率、峰值输入电流，总谐波失真，和功率因数。

由pfc控制器20使用的三次谐波的幅度将取决于几个因素。这些里主要的是所需的平均输入功率和规定允许的谐波成分。对于给定幅度的三次谐波，总谐波失真随平均输入功率增大而增大。因此，对于较高的平均输入功率，pfc控制器20可被要求使用较低幅度的三次谐波。pfc控制器20使用的三次谐波的幅度还可以取决于期望的功率因数和/或输入电流是否应针对峰值输入功率、峰值输入电流或两者组合优化。例如，如果输入电流被针对峰值输入功率优化，pfc控制器20可以设置三次谐波的相对幅度为35.8％(即a＝0.358)。替代地，如果输入电流被针对峰值输入电流优化，pfc控制器20可以设置三次谐波的相对幅度为17.5％(即a＝0.175)。对于三次谐波在20％和30％之间(即0.2≤a≤0.3)的相对幅度提供在峰值输入功率、峰值输入电流和总谐波失真这些相竞因素之间的良好平衡。

图7示出了输入电流的第二替代波形。该波形包括经剪波的正弦波形且可限定为：

其中a是正弦波的幅值，且b是正弦波被剪波处的值。

由于正弦波被剪波，由输入电流产生的平均输入功率与正弦输入电流所产生的相比减小。经剪波的正弦波的幅度由此被增大以便于补充。这可以在图7中看出，其中经剪波的正弦波被示出在具有相同平均输入功率的正弦波旁边。随着剪波量增大(即随着b的值增大)，正弦波的幅度(即a的值)必须增加以便于保持相同的平均输入功率。

如图8所示，正弦波被剪波的量(即b/a的比值)影响峰值输入功率、峰值输入电流，总谐波失真，和功率因数。pfc控制器20使用的剪波量将再次取决于几个因素，譬如所需的输入功率，允许的谐波成分以及期望的功率因数。与第一替代波形相比，峰值输入功率和峰值输入电流以类似的方式对剪波量的变化起反应。由此不必为了仅峰值输入功率和峰值输入电流中的一个优化输入电流。

图9示出了输入电流的第三替代波形。该波形包括梯形波且可限定为：

其中α是梯形的内部锐角，a是比例常数，且b是梯形的高度。

由该波形产生的平均输入功率由梯形的面积限定，其进而由内部角(α)和梯形的高度(b)限定。因此，对于给定的输入功率，波形可以仅由内部角或高度限定。这类似于剪波的正弦波形，其中对于给定输入功率，波形可以由幅度或剪波量限定。

如图10所示，内部角的尺寸影响峰值输入功率、峰值输入电流，总谐波失真，和功率因数。如上所述，pfc控制器20使用的内部角将取决于几个因素，譬如所需的输入功率，允许的谐波失真以及期望的功率因数。如经剪波的正弦波形，峰值输入功率和峰值输入电流以类似的方式对内部角的变化起反应。由此不必为了仅峰值输入功率和峰值输入电流中的一个优化输入电流。

在上述主实施例中，其中pfc电路12汲取具有正弦波形的输入电流，pfc控制器20响应于蓄电池3的电压的变化而调整输入电流的平均值。这通过调整从ac电源2汲取的输入电流的幅度而实现。相似地，在pfc电路12汲取具有替代波形的输入电流的情况下，pfc控制器20响应于蓄电池3的电压的变化而调整输入电流的平均值。同样，这通过调整从ac电源2汲取的输入电流的幅度而实现。除了输入电流的幅度，pfc控制器20可以调整输入电流的三次谐波的相对幅值，剪波量或内部角。如果这些参数是固定的，谐波失真的绝对幅值将随着平均输入功率的增大而增大。pfc控制器20可由此随着所需输入功率增大而减小这些参数。这于是具有益处在于较低的峰值电流(且由此较低的i²r损失)可以在较低输入功率下被实现，且在较高输入功率下过度的谐波失真仍可被避免。从而，例如当蓄电池充电器1以连续电流模式操作时，pfc控制器20可以随着蓄电池3的电压升高而减小三次谐波的幅值。

图11的表提供了用于输入电流的四种不同的波形的比较。波形的幅度已经被比例变化以产生相同的平均输入功率，且用于峰值输入功率和峰值输入电流的值已经被相对于正弦波的那些值标准化。谐波注入量(25％)，剪波量(60％)和内部角(65度)被选择，以便于实现相似的总谐波失真和功率因数。结果，可以对每个波形进行针对峰值输入功率和峰值输入电流的更公平的比较。如图11所示，正弦波具有益处在于提供更高的功率因数和较低的谐波失真，但是缺点是提供较高的峰值输入功率和较高的峰值输入电流。其它三个波形的每个都具有益处在于提供较低的峰值输入功率和较低的峰值输入电流，但是缺点在于较高的谐波失真和较低的功率因数。每个替代波形具有其自身的优点和缺点，现在将进行讨论。

如图11所示，注入谐波的波形提供最大的峰值输入功率的减低，但是最小的峰值输入电流的降低。即使三次谐波的幅值被针对峰值输入电流优化(例如设置到17.5％)，峰值输入电流仍高于图11中针对剪波正弦和梯形波形所列出的数值。注入谐波的波形由此在降低峰值输入功率是主要考虑的情况下特别有利。通过降低峰值输入功率，尺寸的显著降低可以对于dc至dc转换器13的变压器tx实现，由此降低蓄电池充电器1的尺寸和重量。注入谐波的波形的缺点在于与其它波形相比，其更难于实施。为了产生注入谐波的波形，必须首先产生三次谐波且然后将其加入到基本量。这可以在pfc控制器20内数字化完成。例如，pfc控制器20可以在查找表内存储注入谐波的波形，其以时间索引。然而，这于是需要pfc控制器20具有附加外设和较大的存储器。

图11中示出的针对剪波正弦和梯形波形的数值几乎难以区分。这并不惊奇，如可以在图7和9中所示，两个波形具有相似的形状，特别是当剪波量为60％且内部角为65度时。两个波形每个提供对峰值输入功率和峰值输入电流的显著降低。因此，任一波形可以在峰值输入功率和峰值输入电流两者的降低都期望的情况下被使用。剪波正弦波形具有益处在于它能相对简单地以模拟方式实施。例如，比较器可以被用于给v_in信号剪波，以便于产生参考电流。梯形波形以模拟方式实施也相对简单。例如，参考电流可以使用与输入电压同步的方波信号发生器和摆率限制放大器产生。替代地，剪波正弦和梯形波形可以数字地使用例如查找表产生。

当在连续模式和不连续模式操作时，由pfc电路12汲取的输入电流可以具有不同的波形。例如，不考虑连续模式使用的波形，当在不连续模式操作时，pfc电路12可以针对参考电流使用方波或矩形波。这两个波形都具有显著降低峰值输入电流的益处。然而缺点是功率因数显著降低，且总谐波失真显著增大。无论如何，当在不连续模式操作时，从交流电源2汲取的输入电流是相对低的。由此可能能使用方波或矩形波，同时满足规定赋予的谐波限制。

除了当在连续模式和不连续模式操作时使用不同的波形，当在每个模式下操作时pfc电路12可以针对输入电流使用不同的波形。例如，当在连续模式操作时，pfc电路12可以在蓄电池3的电压相对低时汲取具有第一波形的输入电流，且当蓄电池3的电压相对高时汲取具有第二波形的输入电流。第一波形于是可以被选择以在损失总谐波失真的情况下减小峰值输入电流。随着蓄电池电压升高，输入电流必须升高以便于实现相同的充电速率。在对输入电流的波形没有任何改变的情况下，总谐波失真，其以绝对值的形式表示，可能在较高的输入电流下超出规定的极限。第二波形于是可以被选择以在损失峰值输入电流的情况下减小总谐波失真。作为另一实例，第一波形可以是剪波正弦波或梯形波，其提供峰值输入电流的显著降低。随着蓄电池3的电压的增大，如果要实现相同的充电速率，输入功率必须增加。第二波形由此可以是注入谐波的波形，其提供峰值输入功率的改善的降低。结果，蓄电池充电器1的部件可以额定为较低功率，而较低电流且由此较低损失可以在较低蓄电池电压处被实现。

当在充电期间测量蓄电池3的电压时，由于蓄电池3的内部阻抗，在测量电压和实际电压之间存在差异。除此之外，由于pfc开关s1的切换，v_bat信号上存在小波纹。当在连续模式下操作时，在测量电压和实际电压之间的差异是不重要的。然而，当在不连续模式下操作时，该差异可具有不利后果，特别是当充电阈值和完全充电阈值靠近彼此时。因此，为了获得更精确的蓄电池电压的测量值，pfc电路12可以汲取输入电流，该输入电流具有在每个周期期间包括一个或多个关闭时段的波形。在每个关闭时段期间，输入电流的幅度为零，即在每个关闭时段期间没有输入电流被从交流电源2汲取。pfc控制器20于是在一个或多个关闭时间期间测量蓄电池3的电压(即采样v_bat信号)。结果，更精确的蓄电池电压的测量值可以被获得。

图12示出了当蓄电池充电器1在不连续模式操作时，对于输入电流的可能的波形。波形的每个半周期包括定位在两个关闭时段之间的单个矩形脉冲。如上所述，矩形脉冲的使用具有益处在于显著降低峰值输入电流且由此降低i²r损失。通过使用定位在两个关闭时段之间的单个脉冲，相对好的功率因数可以被实现。蓄电池3的电压于是可以由pfc控制器20在输入电压的每个过零点处测量。

尽管特殊实施例已被描述，各种修改可在不脱离由权利要求限定的本发明的范围的情况下被做出。例如，尽管emi过滤器10的提供具有特殊益处，且可能是为了满足标准确实需要的，从上述讨论明显的是emi过滤器10不是必要的且可被省略。

在上述实施例中，pfc电路12定位在dc至dc转换器13的主侧上。可想象，然而pfc电路12可以位于次侧上，如图13所示。尽管pfc电路12可以定位在次侧上，电流且由此损失将不可避免变得更高。

蓄电池充电器1包括桥式整流器形式的ac至dc转换器11。然而，在pfc电路12位于dc至dc转换器13的主侧上的情况下，ac至dc转换器11和pfc电路12能够被替换为单个无桥pfc电路。

图2和13中示出的pfc电路12包括升压转换器。然而，pfc电路12可同样地包括降压转换器，如图14所示。由此对本领域技术人员明显的是pfc电路12的替代配置是可能的。

dc至dc变换器13具有中心引线的次绕组，其具有益处在于整流可以使用两个次侧设备实现，而不是四个。在次侧上的整流于是使用开关s4、s5实现，而不是二极管。开关s4、s5具有低功率损耗的益处，但是缺点是需要控制器。然而，由于主侧开关s2、s3以固定频率操作，次侧开关s4、s5也可以以固定频率操作。因此，相对简单和便宜的控制器也可以用在次侧上。此外，单个相对便宜的控制器可以设想用于控制主侧和次侧开关两者。不考虑这些益处，dc至dc转换器13可以包括不抽头的次绕组和/或次侧设备可包括二极管。此外，不是llc谐振转换器，dc至dc转换器13可以包括lc串联或并联谐振转换器，或串并联谐振转换器。

在如上所述的实施例中，蓄电池充电器1包括pfc电路12，其提供功率因数校正，和dc至dc转换器13，其降低由pfc电路12输出的电压。图15示出了替代实施例，其中单个转换器14用于pfc电路和dc至dc转换器两者。转换器14通常被称为反激式转换器，且具有传统配置，具有一个例外。反激式转换器14并不包括次侧电容器。反激式转换器14包括pfc控制器20，用于控制次侧开关s1。pfc控制器20的操作相对于上文所述基本没改变。在上述实施例中，pfc控制器20以连续传导模式操作。相反，反激式转换器14的pfc控制器20以不连续传导的模式操作。然而，在所有其他方面，pfc控制器20的操作没有改变。不考虑反激式转换器(flybackconverter)14的益处(例如更少的部件和更简单的控制)，控制器14遭受缺点在于，变压器tx负责存储所有从主侧传递到次侧的能量。因此，随着蓄电池充电器1所需的输出功率增大，变压器的尺寸和/或开关频率必须增大。反激式转换器14的提供由此对于相对低的输出功率是有利的(例如低于200w)。在较高的输出功率被需要时，替代构造，诸如图2、13或14中所示的，是优选的。

返回到图2、13和14所示的实施例，dc至dc转换器13的提供的益处在于蓄电池充电器1可以被用于给具有低于输入电压的峰值的电压的蓄电池3充电。然而，存在dc至dc转换器13可以被省略的应用。图16示出了一实施例中，其中dc至dc转换器13被省略。由于dc至dc转换器13被省略，pfc电路12不再需要电容器。为了pfc电路12能够继续连续地控制电流，蓄电池3的最小操作电压必须大于交流电源2的输入电压的峰值，即v_bat(min)＞v_in(peak)。因此，如果交流电源2为提供120v峰值电压的市电电源，蓄电池3必须具有至少120v的最小电压。尽管这样的配置仅适用于充电高压蓄电池，可能存在一些应用，其中这个配置是即实际又有益的。

在如上所述的所有实施例中，蓄电池充电器1的输出电流具有100％的波纹。这是因为蓄电池充电器1具有极小或没有存储能力。可想象，蓄电池充电器1可以输出具有较小波纹的输出电流。这由于至少两个原因是期望的。首先，较小电流波纹可帮助延长蓄电池3的寿命。第二，为了相同平均输出功率，输出电流的峰值将为更小的且由此更小和/或更便宜的滤波电感l2(具有较低额定电流)可被使用。减少输出电流中的波纹可通过在高于谐振的频率处操作dc至dc转换器13而获得。这于是增加dc至dc转换器13的阻抗从而允许在pfc电路12和蓄电池3之间的电压差出现。该电压差于是可被用于成形自蓄电池充电器1的电流输出，以致它具有小于100％的波纹。然而，波纹中的任何减少将需要额外的电容。因此，蓄电池充电器1优选被配置为输出电流具有至少50％的波纹。