用于开关模式电源的有保证的启动的制作方法

相关申请的交叉引用

本申请要求于2015年9月4日提交的美国专利申请no.14/845,809的权益。

本申请涉及开关模式电源，尤其涉及用于开关模式电源的有保证的闭环启动。

背景

为了调节集成电路(诸如片上系统(soc))上的电源轨，通常因与替换技术(诸如线性压差调节器(ldo))相比其期望效率而使用开关模式电源(smps)。为了控制smps中的电源开关循环，还通常因与数字控制方案相比其低功耗和极大地降低的复杂度而使用脉宽调制模式(pwm)控制器。尽管pwm控制器与数字控制方案相比是功率高效的，但是结果所得的反馈控制环路遭受启动问题。

为了提供对这些启动问题的较佳领会，考虑如图1中所解说的常规开关模式电源100。使用由比较器110确定的占空比(脉冲宽度)来循环导通和断开功率开关105。在响应于输入电压而驱动输入电流通过功率存储元件115的同时，功率开关105导通以在功率存储元件115内存储能量。功率开关105由此被配置成控制功率存储元件115内的电流。当功率开关105关断时，功率存储元件115中所存储的能量使用输出电压vout来驱动负载(未解说)。电压缩放电路125缩放输出电压以产生经缩放的调节器输出电压，在误差放大器120处将该经缩放的调节器输出电压与参考电压进行比较以产生误差电压(误差放大器电压信号)。数模(dac)转换器130响应于带隙电压(其也可被指定为带隙参考或带隙参考电压)和数字控制信号而产生参考电压。

脉宽调制涉及由斜坡生成器135在斜坡输出信号节点处生成的斜坡电压。斜坡电压生成可响应于时钟信号(诸如系统时钟信号)。比较器110将斜坡电压与误差电压进行比较。随着经缩放的调节器输出电压响应于输出电压的改变而改变，误差电压与斜坡电压的相交相应地改变。比较器110将由此调节功率开关105的循环的占空比，以使得输出电压被调节至期望电平。输出电压的期望幅度由在dac130处控制参考电压电平的数字控制信号(数字控制字)来确定。

尽管对开关模式电源中的输出电压的此类调节是例行的，但是注意到，误差放大器120的输出电压在启动之际将为电源电压vdd或地，如图2a中所示(在本文中进一步讨论如图2a中所示的斜坡电压的dc值)。但是为了产生功率开关105的脉冲，误差电压(v误差，其也可被表示为误差信号)必须与斜坡电压(v斜坡)相交，如图2b中所示。换言之，误差电压必须具有位于斜坡电压的最大值与最小值之间的值。因为在图2a中不存在此类相交，所以开关模式电源100在没有进一步修改的情况下将永远不会在启动时进入调节状态。为了解决该启动问题，由此通常迫使功率开关105在启动之际以开环方式(没有通过误差放大器120和比较器110的反馈控制)循环并随后逐渐增加功率开关循环的占空比以使得结果所得的误差电压具有位于斜坡电压的最大值与最小值之间的值。该环路随后闭合，以使得输出电压可以常规方式调节。但是在开关模式电源100启动时的这种控制环路的断开和闭合导致延迟并需要复杂的电路系统来确保到闭环工作的平稳转变。

相应地，本领域中需要具有改进的启动性能的经脉宽调制开关模式电源。

概述

提供了一种开关模式电源，其包括配置成放大该开关模式电源的输出电压的经缩放版本与参考电压之差以提供误差信号的误差放大器。该开关模式电源包括用于形成斜坡电压的斜坡生成器。该开关模式电源被配置成将该斜坡电压的无dc版本与该误差电压组合以产生组合电压。比较器将该组合电压与该参考电压进行比较，以产生控制开关模式电源中的功率开关的循环的经脉宽调制(pwm)控制器时钟信号。

结果所得的开关模式电源是相当有利的，因为关于调节响应于功率开关的循环而产生的输出电压的通过误差放大器和比较器的反馈环路在启动之际是闭合的。作为对比，常规pwm控制的开关模式电源需要复杂的启动方案，其中反馈环路在启动时断开并随后闭合，这导致显著延迟和功率损耗。与常规架构相比，本文中所公开的开关模式电源由此在启动之际迅速地实现对输出电压的快速调节。

可参考对示例实施例的以下详细描述更好地领会这些以及附加的有利特征。

附图简述

图1是常规pwm控制的开关模式电源的示图。

图2a解说了在没有任何启动辅助的情况下启动之际的图1的开关模式电源中的误差电压和斜坡电压。

图2b解说了在启动辅助之后控制环路已经闭合之后的图1的常规开关模式电源中的误差电压和斜坡电压。

图3是根据本公开的实施例的开关模式电源的示意图。

图4a解说了因对供处理器以活动的突发工作的电源电压的常规控制而产生的电源波形。

图4b解说了根据本公开的实施例的如由开关模式电源产生的用于图4a的处理器的电源波形。

图5是根据本公开的实施例的用于开关模式电源的示例操作方法的流程图。

本公开的各实施例及其优点通过参考以下详细描述而被最好地理解。应当领会，相同参考标记被用来标识在一个或多个附图中所解说的相同元件。

详细描述

提供了一种解决与常规经脉宽调制(pwm)开关模式电源相关联的启动问题的开关模式电源。在这种改进的开关模式电源中，斜坡电压的无直流(dc)版本被添加到误差电压以产生组合(误差和斜坡)电压。比较器将组合电压与参考电压进行比较，以产生控制开关模式电源中的功率开关的控制器输出电压。将斜坡电压的无dc版本添加到误差电压需要相对较少的组件，但消除了对任何开环操作的需要。这是相当有利的，因为与常规pwm开关模式电源相比，从启动到对来自开关模式电源中的功率存储元件的输出电压的稳定调节的时间被极大地减少。此外，与现有技术中的复杂环路闭合方案相比，这种速度的增加是使用显著更少的组件来实现的。可通过考虑以下示例实施例来更好地领会这些有利特征。

图3中所示的开关模式电源300被配置成以闭环控制启动，而不具有关于现有技术讨论的任何开环启动复杂性。如本文中所使用的，术语“闭环”是指对输出电压进行采样并且通过反馈来使用采样出的输出电压以控制开关模式电源中的功率开关的脉宽或占空比。作为对比，功率开关的开环控制不使用任何反馈控制。有利地，在启动之际用于开关模式电源300的闭环控制是使用与关于常规开关模式电源100讨论的基本上相同的组件来实现的。就此而言，开关模式电源300包括产生pwm控制器输出时钟以控制功率开关105的循环的比较器110。功率开关105可包括一个或多个晶体管(未解说)(诸如金属氧化物场效应晶体管(mosfet))。当循环导通功率开关105(功率开关105闭合)时，响应于输入电压vin而驱动电流通过功率存储元件115以在功率存储元件115内存储能量。例如，功率存储元件115可包括电感器，诸如在降压转换器或升压转换器架构中所使用的。在替换实施例中，功率存储元件115可包括如在回扫转换器架构中所使用的变压器的次级线圈。当功率开关105断开(循环断开)时，功率存储元件115中所存储的能量通过经调节的输出电压vout来递送至负载(未解说)。

在通过电压缩放电路125(例如，分压器电路)缩放之后，在误差放大器120处接收经调节的输出电压的经缩放版本。误差放大器120放大来自数模转换器(dac)130的参考电压之差以产生误差电压(v误差)。dac130将数字控制信号转换成模拟参考电压。dac130由源极参考电压(诸如来自带隙参考电路(未解说)的带隙电压)供电。取决于数字控制信号的值，参考电压由此等于带隙参考电压的某个分数。dac130的粒度确定自开关模式电源300所得的经调节输出电压的可能值的粒度。在开关模式电源300中，数字控制信号可以为6比特宽，但是将领会，在替换实施例中，数字控制信号(以及因此dac130的粒度)可具有更大或更小的宽度。

同步斜坡生成器135响应于时钟信号而生成斜坡电压(v斜坡)。该斜坡电压可如关于图2a讨论的那样。再次参照图2a，注意到，斜坡电压具有某一平均dc值(vdc)。为了滤除该dc值，斜坡生成器135驱动电容器c的第一端子，该电容器c具有耦合到比较器110的输入310的第二相对端子。误差放大器120通过电阻器r耦合到比较器输入310。误差放大器120由此驱动电阻器r的第一端子，该电阻器r进而具有耦合到比较器输入310的第二相对端子。以此方式，在比较器输入310处产生组合电压(v组合)，其等于误差电压的经缩放版本与斜坡电压v斜坡的无dc电压版本相加或组合。比较器110的剩余输入315接收也驱动误差放大器120的参考电压。比较器110由此将组合电压与参考电压进行比较以产生控制功率开关105的pwm控制器输出时钟。

在启动之际，误差电压可等于电源电压vdd或地(vss)，如关于常规开关模式电源100所讨论的。在开关模式电源100中，该误差电压的值是稳定工作点，尽管存在反馈。其功率开关105随后必须以开环工作模式循环，以使得pwm控制器时钟被脉动，以及使得控制环路最终可闭合。截然不同地，在开关模式电源300中，电源电压vdd或vss不是误差电压的稳定工作点。例如，假定启动时的误差电压被接地(等于vss)。随着来自斜坡生成器135的斜坡电压从其dc值斜坡上升，用以产生组合电压的斜坡电压与误差电压无dc地相加迫使该组合电压从地斜坡上升。在启动时，控制电路(未解说)控制驱动dac130的数字控制信号，以使得参考电压从地斜坡上升至其期望闭环值(该值取决于经调节的输出电压所期望的电平)。结果是，在组合电压与参考电压之间产生足够的相交，以使得pwm控制器时钟被保证在启动之际脉动功率开关105。如果在启动之际误差电压等于电源电压vdd，则产生相同的有益效果，因为随着斜坡电压落到其dc值以下，组合电压被从vdd拉低以使得其随着参考电压斜坡上升至其期望工作电平而与参考电压充分相交。响应于该相交，pwm控制器输出时钟开始脉动，以使得功率开关105相应地循环。以闭环方式通过误差放大器120和比较器110来处理功率开关105的这种循环以迫使pwm控制器输出时钟的占空比(以及因此功率开关105的占空比)将来自功率存储元件115的输出电压带入调节。在一个实施例中，开关模式电源300的电阻器和电容器可被认为包括用于将斜坡电压的无直流(dc)电压版本与误差电压组合以产生组合电压的装置。

由于斜坡电压在误差电压上的ac(无dc)叠加，可能是这样的情形：组合电压被驱动至使得其损坏比较器110中的晶体管的电平。例如，如果在启动之际误差电压等于电源电压vdd，则斜坡电压在该值上的初始ac叠加将vdd之上的组合电压提升至潜在的器件损坏电平。为了防止此类增加，电压钳位电路305可被用来钳位组合电压以防止上升至将被设为保证比较器110内的器件的安全的某一最大电压电平(v最大)之上。电压钳位305可包括二极管(未解说)或其他合适的钳位电路系统。

在启动时开始对输出电压的闭环控制或调节，因为通过电压缩放电路125、误差放大器120和比较器110的反馈环路从不被打断。与常规启动技术相比，输出电压由此可被快得多地带入调节。该速度关于节省功率是相当有利的。例如，假定来自常规开关模式电源100的输出电压被用作处理器核的电源轨上的电源电压，该处理器核仅被唤醒相对较短的时段或突发a、b和c，如图4a中所示。由于将电源电压带入调节所需的延迟，常规开关模式电源的启动必须远早于初始处理器突发a在时间t0开始。但是这是不期望的，因为随着电源电压缓慢地斜坡上升至其经调节值(此时处理器可能开始处理突发a)，处理器将通过漏泄电流放电。由于后续突发b在a之后小于电源电压的斜坡上升时间，因此电源电压必须从突发a被维持到突发b，尽管缺少处理器活动。对电源电压的这种维持随后继续通过漏泄电流浪费功率，尽管处理器是空闲的。类似地，突发c在突发b之后小于电源电压斜坡上升时间，因此电源电压在突发b与c之间也被维持，相应地这继续通过漏泄电流浪费功率。

如果开关模式电源300可被用来产生如图4b中所示的电源电压，则显著更少的功率被浪费。由于快得多的斜坡上升时间，因此开关模式电源300可就在处理器突发a之前启动。与图4a的常规功率斜坡上升的损耗相比，在电源电压的斜坡上升期间的漏泄电流由此被极大地减小。此外，电源轨可在突发a与b之间以及b与c之间塌陷，因为电源电压可在突发b和c中的处理器操作之前被快速地带回进入调节。作为对比，图4a中所使用的常规pwm控制过慢而不允许电源轨在处理器活动的突发之间塌陷。与常规方法相比，本文中所公开的pwm控制由此节省了功率。此外，注意到，与常规开关模式电源100以及rc电路和可任选电压钳位的添加相比，开关模式电源300的这些有利结果仅仅通过比较器输入的巧妙重排序来获得。作为对比，常规开关模式电源100需要复杂的电路系统(未解说)来容适其在启动时从开环控制到反馈环路的最终闭合的转变。此类电路系统在开关模式电源300中是不必要的，因为反馈环路在启动之际是闭合的。现在将讨论根据本公开的实施例的用于开关模式电源的示例操作方法。

图5是一种示例操作方法的流程图。该方法包括动作500：放大来自开关模式电源的输出电压的经缩放版本与参考电压之差以产生误差电压。由开关模式电源300中的误差放大器120产生误差电压是动作500的示例。该方法还包括动作505：从斜坡电压中滤除直流(dc)电压分量以产生无dc的斜坡电压。将斜坡电压ac耦合到开关模式电源300中的比较器输入310是动作505的示例。另外，该方法包括动作510：将该无dc的斜坡电压与该误差电压组合以产生组合电压。在开关模式电源300中的比较器输入310处形成组合电压是动作510的示例。最后，该方法包括动作515：响应于该组合电压和该参考电压的比较而产生经脉宽调制控制器时钟信号。由开关模式电源300中的比较器110产生pwm控制器时钟是动作515的示例。

如本领域普通技术人员至此将领会的并取决于手头的具体应用，可以在本公开的设备的材料、装置、配置和使用方法上做出许多修改、替换和变化而不会脱离本公开的精神和范围。有鉴于此，本公开的范围不应当被限定于本文所解说和描述的特定实施例(因为其仅是作为本公开的一些示例)，而应当与所附权利要求及其功能等同方案完全相当。