在本申请的上下文内，高电压应理解成意味着高于60v的电压，例如约100v或数百伏特；低电压应理解成意味着低于60v的电压，例如约12v或几十伏特。
隔离式dc/dc(用于直流-直流)变换器可具有零电压切换或zvs或者零电流切换或zcs，其允许在电压变换期间减少切换损耗。因此，这些变换器在能源受限的汽车应用中特别有利。在车辆中，电压变换器可用于使车辆中多个电力系统之间的电压电平适配，或用于变换车辆上的能源与电力负载之间的电压。
从专利us5754413已知一种隔离式dc/dc变换器，所述变换器在图1中示出。所述变换器包括两个开关q1、q2，所述两个开关的中心点连接到包括两个串联变压器t、t’的分岔。所述变换器被设计为半桥式。开关控制通过变压器的能量传输，以便将变换器的输入电压变换成输出电压。连接到变压器的次级部分的二极管允许对输出信号进行整流。通过控制开关的工作周期来获得输出电压。通过修改工作周期以获得目标输出电压值，变换器的增益得以调整，以便获得目标输出电压值。
所述变换器包括与两个变压器t、t’串联的电容c’。电容c’允许消除两个变压器t、t’所接收的电流的dc分量。在这个电路拓扑中，电容c’承载晶体管t、t’中流动的电流。目前，在某些高电压应用中，尤其是在机动车中的应用中，变压器中流动的电流较大，例如大约20a。作为举例，在功率为3kw的在400v与12v之间进行变换的电压变换器中，电容具有以下特性：10μf/300v/20a方均根。这些特性使得电容具有较大体积，这对变换器在车辆中的集成有影响。
因此，寻求一种解决方案来改进隔离式dc/dc变换器的性能，以便允许将所述变换器用于机动车中。
为了解决这个问题，本发明涉及一种包括隔离电路的隔离式dc/dc变换器，其具有：
-第一支路，其具有与第二开关串联的第一开关；
-磁性组件，其具有通过至少一个电隔离屏障分隔开的两个一次电路以及二次电路，所述磁性组件被配置成在将隔离式dc/dc变换器的输入电压变换成输出电压的期间，充当从一次电路到二次电路的变压器且充当存储一次电路中的能量的阻抗，
以及其中：
-第一支路包括与两个开关串联且位于所述两个开关之间的第一电容，
-所述一次电路中被称作第二一次电路的一个一次电路连接于第一支路的第一末端端子与被称作第二连接点的连接点之间，所述连接点在第一支路的第二开关与第一电容之间，第一支路的所述第一末端端子对应于第一开关的未连接到第一电容的端子；以及
被称作第一一次电路的另一个一次电路连接于第一支路的第二末端端子与被称作第一连接点的连接点之间，所述连接点在第一开关与第一电容之间，第一支路的所述第二末端端子对应于第二开关的未连接到第一电容的端子。
值得注意的是，第一支路的开关的系列打开操作以及闭合操作允许借助于磁性组件将输入电压变换成输出电压。
值得注意的是，第二末端端子连接到隔离式dc/dc变换器的地线，确切地说连接到隔离式dc/dc变换器的一次侧上的地线。
具体地说，隔离式dc/dc变换器的输出电压来源于磁性组件的二次电路的端子。
在本申请的上下文内，隔离电路应理解成意味着包括变换器的功能元件之间的至少一个电隔离屏障的电路。
由于隔离式dc/dc变换器中磁性组件以及第一电容的配置，第一电容中流动的电流与现有技术相比更小，这允许减小所使用电容的大小。具体地说，在磁性组件中的一次侧上流动的电流分布于第一一次电路与第二一次电路之间，此情形相对于现有技术减小第一电容中流动的电流。
根据一个实施例，磁性组件被配置成使得：
-在变换器的操作周期的第一部分期间，一次电路的第一相应部分将能量传递到二次电路的第一部分，且一次电路的第二相应部分产生存储能量的电感；
-在变换器的操作周期的第二部分期间，一次电路的第二相应部分将能量传递到二次电路的第二部分，且一次电路的第一相应部分产生存储能量的电感。
具体地说，一次电路的第一部分以及二次电路的第一部分理想地彼此耦合；且一次电路的第二部分以及二次电路的第二部分理想地彼此耦合。
具体地说，使用脉宽调制来控制第一支路；操作周期的第一部分对应于调制周期的第一部分；且操作周期的第二部分对应于调制周期的第二部分。值得注意的是，这些第一部分以及第二部分通过第一支路的工作周期确定。
根据一个变化形式，磁性组件包括串联的至少一个第一隔离变压器以及至少一个第二隔离变压器，所述变压器各自具有两个初级线圈，其中：
-第一变压器的初级线圈分别形成一次电路的第一部分，且第一变压器的次级线圈形成二次电路的第一部分；
-第二变压器的初级线圈分别形成一次电路的第二部分，且第二变压器的次级线圈形成二次电路的第二部分。
根据一个变化形式，磁性组件的一次电路分别包括初级绕组；且磁性组件的二次电路包括彼此并未磁耦合的至少一个第一次级绕组以及至少一个第二次级绕组，所述第一次级绕组以及第二次级绕组磁耦合到初级绕组。
具体地说，磁性组件被配置成充当从初级绕组到第一次级绕组或到第二次级绕组的变压器；此时用作存储初级绕组中的能量的阻抗。
根据一个实施例，隔离电路的输入端，尤其隔离式dc/dc变换器的输入端，在第一支路的第一末端端子处。值得注意的是，隔离电路的输入电压，尤其隔离式dc/dc变换器的输入电压，在第一末端端子与第二末端端子之间传递。
根据一个实施例，变换器包括连接到第一支路的第一末端端子并且被配置成调节传递到第一支路的电压的调节电路，所述调节电路被配置成通过修改传递到第一支路的电压来控制隔离式dc/dc变换器的输出电压，第一支路的工作周期大体上维持恒定。值得注意的是，调节电路将电压传递到所述末端端子之间的第一支路。值得注意的是，调节电路可为dc/dc变换器，确切地说为单端初级电感变换器、
因此，可以在不修改第一支路的工作周期的情况下获得隔离式dc/dc变换器的输出端处所要的输出电压值。因此，第一支路的工作周期可固定在允许来自隔离式dc/dc变换器的最大输出的值，尤其针对通过磁性组件的能量传输。
在隔离式dc/dc变换器的给定输出电压下，调节电路允许第一支路针对任何输入电压以恒定的工作周期操作，确切地说在隔离式dc/dc变换器的操作范围内的输入电压。作为举例，隔离式dc/dc变换器的输入电压的最小值与最大值之间的差在150v与500v之间；作为举例，输入电压的最小值在150v与200v之间；且输入电压的最大值在400v与500v之间，或甚至在400v与650v之间。
根据一个变化形式，第二电容连接于第一支路的第一末端端子与第一支路的第二末端端子之间。
根据一个实施例，所述变换器包括：
-第二支路，其具有串联的第一开关以及第二电子元件，所述第二电子元件的自由端子连接到第一支路的第二末端端子，
-电感，其连接于第二连接点与第三连接点之间，所述第三连接点对应于第二电子元件的接近第二支路的第一开关的端子，
-第二电容，其连接于第一支路的第一末端端子与第一支路的第二末端端子之间，
第二电子元件为第二开关或阴极连接到第三连接点的二极管，
且其中，第二支路的开关的系列打开操作以及闭合操作允许借助于磁性组件将输入电压变换成输出电压。
值得注意的是，隔离式dc/dc变换器的输入端在第二支路的末端端子处。
第二支路以及第二电容以及所述电感帮助控制通过磁性组件能量的传递。第二支路的工作周期构成控制通过磁性组件的能量的传递的补充参数。由此，获得可优化控制以改进性能的隔离式dc/dc变换器，尤其就考虑通过磁性组件的能量的传输的情况来说。
可以在不修改第一支路的工作周期的情况下获得隔离式dc/dc变换器的输出端处所要的输出电压值。因此，第一支路的工作周期可固定在允许来自隔离式dc/dc变换器的最大输出的值，尤其针对通过磁性组件的能量传输。
在隔离式dc/dc变换器的给定输出电压下，第二支路允许第一支路针对任何输入电压以恒定的工作周期操作，确切地说在隔离式dc/dc变换器的操作范围内的输入电压。作为举例，隔离式dc/dc变换器的输入电压的最小值与最大值之间的差在150v与500v之间；作为举例，输入电压的最小值在150v与200v之间；且输入电压的最大值在400v与500v之间，或甚至在400v与650v之间。
根据一个变化形式，第二支路被配置成通过修改流动通过电感的信号的电参数来控制隔离式dc/dc变换器的输出电压。
由此，通过调整电感中流动的信号的电参数来获得隔离式dc/dc变换器的所要输出电压值。隔离式dc/dc变换器的每一所要输出电压值具有在电感中流动的信号的电参数的对应值。
根据一个变化形式，第一支路被配置成使得其工作周期具有标称值，且根据流动通过电感的信号的电参数的值与流动通过磁性组件的信号的电参数的值之间的差而围绕此标称值改变。
根据一个变化形式，第一支路被配置成使得其工作周期具有标称值且围绕此标称值改变，使得流动通过电感的信号的电参数的值与流动通过磁性组件的信号的电参数的值相等。
根据一个变化形式，当第一支路的工作周期增大时，磁性组件的电参数的值增大。当第一支路的工作周期减小时，磁性组件的电参数的值减小。
根据一个变化形式，第一支路的工作周期围绕此标称值改变，相对于标称值增加或减少2％。
根据一个变化形式，电参数为平均电流。换句话说，磁性组件的电参数为流动通过电感的平均电流；且磁性组件的电参数为流动通过磁性组件的平均电流，确切地说流动通过一次电路的电流的总和。电参数也可为平均电压。
根据一个实施例，变换器另外包括：
-第三电容，其串联在第二支路的第一开关与第二支路的第二电子元件之间，所述第三电容连接于第三连接点与第四连接点之间，所述第四连接点对应于第一开关的接近第二支路的第二电子元件的端子。
-另一电感，其连接于第一连接点(p1)与第四连接点之间。
根据一个实施例，第一支路的工作周期大体上保持恒定处于标称值。
根据一个实施例，所述标称值等于50％。
根据一个实施例，隔离式电路另外包括至少一个第三支路，所述第三支路包括第一开关、第二开关以及第四电容，所述第四电容与所述两个开关串联且位于所述两个开关之间；且其中磁性组件包括至少两个补充一次电路，所述至少两个补充一次电路通过至少一个电隔离屏障与彼此分隔且与二次电路分隔，
所述补充一次电路中被称作第一补充一次电路的一个补充一次电路连接于第三支路的第一末端端子与连接点之间，所述连接点在第三支路的第二开关与第四电容之间，第三支路(e)的第一末端端子对应于第三支路的第一开关的未连接到第四电容的端子；以及
所述补充一次电路中被称作第二补充一次电路的另一个补充一次电路连接于第三支路的第二末端端子与连接点之间，所述连接点在第三支路的第一开关与第四电容之间，第三支路(e)的第二末端端子对应于第三支路的第二开关的未连接到第四电容的端子，
第一支路以及第三支路的所述末端端子分别彼此连接。
本发明还涉及一种使用根据本发明的隔离式dc/dc变换器的电压变换方法，其中控制隔离式dc/dc变换器的输出电压包括以下步骤：
-通过改变第二支路的工作周期来修改流动通过电感的信号的电参数，
-根据流动通过电感的信号的电参数的值与流动通过磁性组件的信号的电参数的值之间的差，围绕标称值改变第一支路的工作周期。
根据本发明的方法可包括上文关于根据本发明的隔离式dc/dc变换器所描述的特征中的一个特征。
参看附图将较好地理解本发明，其中：
-图1示出根据现有技术的隔离式dc/dc变换器的实例；
-图2示出根据第一实施例的隔离式dc/dc变换器的实例；
-图3以及图4示出图2中的变换器在操作周期的两个部分期间的状态；
-图5到图7示出根据第二实施例的变换器的实例；
-图8示出根据本发明的变换器的第三实施例；
-图9到图11显示图8中的电路在其操作期间的等效附图；
-图12示出根据本发明的变换器的第四实施例；
-图13示出与根据本发明的变换器的其它实施例相容的第五实施例；
-图14示出可替换根据本发明的变换器实例中的开关的二极管。
参考图2将更好地理解根据本发明的变换器，所述图式附图呈现根据第一实施例的隔离式dc/dc变换器1的实例。
隔离式dc/dc变换器1包括具有串联开关的第一支路a。支路a包括开关ma1、开关ma2，来自所述开关的一系列打开操作以及闭合操作允许对隔离式dc/dc变换器1的输出进行控制。值得注意的是，开关ma2连接到电压源ve的低端，所述开关被称作第二开关或低侧开关。这个低端尤其对应于隔离式dc/dc变换器1的第一地线gnd1。此外，另一开关ma1在第一支路a的一个末端端子处连接到输入电压ve，所述开关被称作第一开关或高侧开关。
每一开关ma1、开关ma2可包括与续流二极管和/或电容ca1、电容ca2并联的晶体管。这些电容ca1、电容ca2在开关ma1、开关ma2打开时用于执行零电压切换或zvs(英文是zerovoltageswitching)。当开关ma1、开关ma2打开时，使用电感，尤其是下文所描述的磁性组件100的漏感来使开关的端子处的电容ca1、电容ca2放电和再充电。在电压接近0v时，控制开关，并以此方式产生零电压切换，这极大地减少切换损耗。这些电容ca1、电容ca2可作为寄生元件固有地存在于构成开关ma1、开关ma2的半导体的结构中。因此，开关ma1、开关ma2的寄生电容可在不添加补充电容的情况下足以产生零电压切换。开关ma1、开关ma2能够在没有这些电容ca1、电容ca2的情况下进行操作。
第一电容c1与两个开关ma1、ma2串联且位于开关ma1、开关ma2之间。因此，第一电容c1具有在连接点p1处连接到第一开关ma1的第一端子，以及在第二连接点p2处连接到第二开关ma2的第二端子。值得注意的是，第一电容c1在第一开关ma1的源极电极处连接到第一开关ma1，并在第二开关ma2的漏极电极处连接到第二开关ma2。
此外，隔离式dc/dc变换器1包括磁性组件100，所述磁性组件具有通过电隔离屏障而与彼此分隔的第一一次电路101、第二一次电路101’以及二次电路102。值得注意的是，第一一次电路101形成一个分岔，所述分岔的一个末端连接到第一连接点p1，且所述支路的另一末端连接到第一支路a的一个末端端子。所述末端端子被称作第二末端端子。第二末端端子对应于第二开关ma2未连接到第一电容c1的端子。此外，第二一次电路101’形成一个分岔。所述分岔的一个末端连接到第二连接点p2，且所述支路的另一末端连接到第一支路a的一个末端端子，所述末端端子被称作第一末端端子。第一末端端子对应于第一开关ma1未连接到第一电容c1的端子。
具体地说，第一一次电路101具有与第二电感l21串联的第一电感l11。值得注意的是，第一电感l11的正极端子连接到第一连接点p1，且第二电感l21的正极端子连接到第一电感l11的负极端子。具体地说，第二一次电路101’具有与第二电感l21’串联的第一电感l11’。值得注意的是，第一电感l11’的负极端子连接到支路a的第一末端端子。且第二电感l21’的负极端子连接到第一电感l11’的正极端子。具体地说，二次电路102具有与第二电感l22串联的第一电感l12。值得注意的是，第一电感l12的正极端子连接到第一次级侧开关q1，且第二电感l22的正极端子连接到第一电感l12的负极端子。
值得注意的是，一次电路101的第一电感l11、一次电路101’的第一电感l11’与二次电路102的第一电感l12理想地彼此耦合。同样，一次电路101的第二电感l21、一次电路101’的第二电感l21’与二次电路102的第二电感l22理想地彼此耦合。然而，一次电路101的第一电感l11、一次电路101’的第一电感l11’以及二次电路102的第一电感l12理想地与一次电路101的第二电感l21、一次电路101’的第二电感l21’以及二次电路102的第二电感l22解耦。
举例来说，第一一次电路101的第一电感l11与二次电路102的第一电感l12之间的变压比n1等于第二一次电路101’的第一电感l11’与二次电路102的第一电感l12之间的变压比n1’。然而，这两个变压比n1、n1’可具有不同值。举例来说，第一一次电路101的第二电感l21与二次电路102的第二电感l21之间的变压比n2等于第二一次电路101’的第二电感l21’与二次电路102的第二电感l22之间的变压比n2’。然而，这两个变压比n2、n2’可具有不同值。在下文中，所述变压比等于值n。可根据下文实例推论出变压比不同的情形。
具体地说，二次电路102连接到对二次电路102所传递的信号执行整流的电路r，以便在隔离式dc/dc变换器1的输出端处传递dc电压vo。值得注意的是，第一开关q1设置在二次电路102的第一电感l12的第一末端与次级侧地线gnd2之间，且第二开关q2设置在二次电路102的第二电感l22的第一末端与次级侧地线gnd2之间。第一电感l12的第二末端以及第二电感l22的第二末端连接到传递隔离式dc/dc变换器1的输出电压vo的连接点p5。作为举例，开关q1、开关q2允许在磁性组件100的输出端处实现同步整流。
对二次电路102所传递的信号的整流可通过二极管以已知的方式同样地执行。对于二次电路102中的高电流应用，使用开关q1、开关q2代替二极管允许改进来自隔离式dc/dc变换器1的总体输出。
电压变换器1还可包括电容co，以便对二次电路102所传递的信号进行滤波。
在通过隔离式dc/dc变换器1对输入电压ve进行变换的期间，磁性组件100充当从一次电路101、一次电路101’到二次电路102的变压器，并充当存储一次电路101、一次电路101’中能量的阻抗。参考图3以及图4中所示出的操作的实例将更好地理解此情形，在所述附图中通过箭头表示瞬时电压和电流。
值得注意的是，第一支路a的开关ma1、开关ma2具有允许能量传送通过磁性组件100的工作周期。确切地通过具有调制周期t的脉宽调制来控制开关ma1、开关ma2。操作的第一部分以及第二部分的持续时间由开关ma1、开关ma2的工作周期αa定义。
具体地说，在操作的第一部分期间，换句话说在调制周期t的第一部分期间(图3中示出)，高侧开关ma1打开且低侧开关ma2闭合。操作的第一部分具有持续时间(1-αa)t，其中αa为应用于第一支路a的第一开关ma1的工作周期，且t为调制周期。第一开关ma1打开时第二开关ma2接通。
在这个相位中，向磁性组件100施加电压-ve，其为输入电压ve的反数。二次电路102中反映的电压同样为负数，使得整流电路r的第二开关q2的第二二极管d2断开时，整流电路r的第一开关q1的第一二极管d1接通。二次电路102的第二部分l22随后表现得类似打开的开关。二次电路102的第一部分l12的端子处的电压等于输出电压vo的反数-vo；并且因此，第一磁性电路的第一部分l11的端子处的电压为-n×vo，且第二一次电路101’的第一部分l11’的端子处的电压为n×vo。由此，一次电路101的第一部分l11、一次电路101’的第一部分l11’允许将能量传送到二次电路102。
第一一次电路101的第二部分l21的端子处的电压等于-(ve-n×vo)，且第二一次电路101’的第二部分l21’的端子处的电压等于(ve-n×vo)。这个能量存储于磁性组件100的第二部分的所产生磁化电感中。
在这个第一部分上的稳定状态中，第一电容c1的电压vc1等于输入电压ve。平均来说，在操作的这个第一部分期间，第一电容c1的端子处的电压vc1为(1-αa)×ve。
因此，在操作的第一部分期间，第一一次电路101的由第一电感l11实施的第一部分以及第二一次电路101’的由第二电感l11’实施的第一部分将能量传递到二次电路102，确切地说传递到二次电路102的由二次电路102的第一电感l12实施的第一部分。第一一次电路101的由第二电感l21实施的第二部分以及第二一次电路101’的由第二电感l21’实施的第二部分存储能量。
具体地说，在操作的第二部分期间，换句话说在调制周期t的第二部分期间(图4中示出)，高侧开关ma1闭合且低侧开关ma2打开。操作的第二部分具有持续时间αat，其中αa为应用于第一支路a的第一开关ma1的工作周期，且t为调制周期。
在这个第二部分中，第一连接点p1处的电压等于输入电压ve。施加于第一一次电路101、一次电路101’的电压等于输入电压ve。这个电压是正数，使得二次电路102处反映的电压同样为正数，并且断开整流电路r的第一开关q1的第一二极管d1。二次电路102的第一部分l12由此表现得如同打开的开关。然而，由于整流电路r的第二开关q2的二极管d2是接通的，因此二次电路102的第二部分l22的端子处的电压等于输出电压vo。第二一次电路101’的第二部分l21’的端子处的电压由此为n×vo，且第一一次电路101的第二部分l21’的端子处的电压由此为-n×vo。一次电路101的第二部分l21、一次电路101’的第二部分l21’的端子处的能量被传递到二次电路102。
第一一次电路101的第一部分l11的端子处的电压等于ve-n×vo，且第二一次电路101’的第一部分l11’的端子处的电压等于-(ve-n×vo)，此情形允许将能量存储在磁性组件100的第一部分的所产生磁化电感处。
在这个第二操作周期期间，第一电容器c1的端子处的电压vc1平均为αa×ve。
因此，在操作的第二部分期间，第一一次电路101的由第二电感l21实施的第二部分以及第二一次电路101’的由第二电感l21’实施的第二部分将能量传递到二次电路102，确切地说传递到二次电路102的由二次电路102的第二电感l22实施的第二部分。第一一次电路101的由第一电感l11实施的第一部分以及第二一次电路101’的由第二电感l11’实施的第一部分存储能量。
第一电感l11、第一电感l11’、第一电感l12的端子处的电压提供以下关系：
(1-αa)×n×vo＝αa×(ve-n×vo)
第二电感l21、第二电感l21’、第二电感l22的端子处的电压提供以下关系：
αa×n×vo＝(1-αa)(ve-n×vo)
在第一支路a的工作周期αa大体上维持等于恒定标称值αn的情况下，有可能在磁性组件100中获得非零平均电流。此情形可受到关注，如稍后将加以解释。
为了避免磁性组件100中出现平均电流，可在操作周期的两个部分期间，使第一电感l11、第一电感l11’、第一电感l12的端子处的电压以及第二电感l21、第二电感l21’、第二电感l22的端子处的电压平衡。
根据这个第一实施例的一个变化形式，工作周期αa具有等于50％的恒定标称值。随后获得第一电感l11、第一电感l11’以及第一电感l12的平衡，以及第二电感l21、第二电感l21’以及第二电感l22的平衡，这减少了隔离式dc/dc变换器的损耗。
此外，在50％的工作周期下，隔离式dc/dc变换器1的输出端处的电流，更确切地说磁性组件100的输出端处的电流具有较小的波纹(英文是ripples)，这是因为隔离式dc/dc变换器的磁化电感中的电流波纹，确切地说磁性组件100的那些磁化电感中的电流波纹得到补偿。
具体地说，二次电路102的开关q1的二极管d1、开关q2的二极管d2的端子处的电压应力取决于工作周期αa，且由以下表达式提供：
v(d1)＝vo/(1-αa)以及v(d2)＝vo/αa
在工作周期αa等于50％的情况下，两个二极管d1、d2的端子处的电压应力相等，且所述二极管之间的耗损相同。
下表展示现有技术的隔离式dc/dc变换器(例如图1中的隔离式dc/dc变换器)与图2中所示出的隔离式dc/dc变换器之间的比较。通过使图1中变换器的变压器的变压比n等于2，使图2中变换器的变压比n等于4，对于200v的输入电压ve，具有输出电流io的25v的输出电压，以及等于50％的工作周期αa，得到以下特征：
应注意，对于图2，一次电路处的总电流it对应于第一一次电路101以及第二一次电路101’中流动的电流的总和。
因此，在现有技术的隔离式dc/dc变换器中，与变压器t、变压器t’串联的电容c’的电流大于根据本发明的隔离式dc/dc变换器1中第一电容c1的电流。通过图2中变换器中的电容c1的电流ic1比通过图1中变换器中的电容c’的电流ic’小两倍，这是因为图2中的变换器的变压比为4，而图1中的变换器的变压比为2。更一般来说，根据本发明的隔离式dc/dc变换器1中的磁性组件100的一次电路101、一次电路101’中流动的电流没有现有技术的高。具体地说，图2中的变换器1的电容c1一次仅在单个一次电路中出现电流，这相对于图1中的电路将电流除以四。因此，相对于现有技术，根据本发明的变换器1允许减少因电流引起的损耗。
根据图5到图7中示出的第二实施例，变换器1包括如图2中所显示的隔离电路3以及用于调节传递到电路3的输入电压u的电路2。调节电路2连接到第一支路a的第一末端端子。
调节电路2通过修改传递到第一支路a的电压u来控制隔离式dc/dc变换器1的输出电压vo。因此，即使第一支路a的工作周期αa保持恒定且等于标称值αn，也可修改隔离式dc/dc变换器1的输出电压vo。因此，电路2、电路3的开关m21、开关m22、开关ma1、开关ma2具有允许控制隔离式dc/dc变换器1的输出信号的系列打开操作以及闭合操作。
在图5中示出的实例中，调节电路2是降压型dc/dc变换器，但其可以是如图6以及图7中所示出的另一类型的dc/dc变换器。值得注意的是，调节电路2包括两个串联的开关m21、m22。具体地说，被称作高侧开关的开关m21连接到传递输入电压ve的电压源(未图示)的高端；并且被称作低侧开关的开关m22连接到所述电压源的低端。这个低端尤其对应于变换器1的第一地线gnd1。每一开关m21、开关m22可包括与续流二极管并联的晶体管。
每一开关m21、开关m22可包括并联的电容c21、电容c22。这些电容c21、电容c22尤其在开关打开时用于执行零电压切换或zvs(英文是zerovoltageswitching)。当开关m21、开关m22打开时，存储于电感中的能量恢复，以便使开关的端子处的电容c21、c22放电以及再充电。在电压接近0v时，控制开关，且由此执行零电压切换，这极大地减少切换损耗。
值得注意的是，电感l2的第一端子连接到两个开关m21、m22的中心点，且第二端子连接到隔离式电路3的输入端。
第二电容c2可连接于第一支路a的第一末端端子与第一支路a的第二末端端子之间。这个第二电容c2由此同样连接于电感l2的第二端子与变换器1的第一地线gnd1之间。举例来说，这个第二电容c2允许在电路2、电路3之间提供接口。
此外，在这个实施例中，第一支路a的开关ma1、开关ma2以没有变化的工作周期αa操作，换句话说，所述工作周期随着时间的推移保持恒定且等于标称值αn。在变换器1的操作期间，隔离电路3的输出电压vo，也就是说隔离式dc/dc变换器1的输出电压，是通过隔离电路3的输入端处的调节电路2所传递的电压控制。
为此目的，变换器1可包括用于调节电路2的控制单元5。控制单元5传递脉宽调制信号或pwm信号s2，所述信号控制调节电路2的开关m21、开关m22的打开以及闭合，以便控制调节电路2所传递的电信号。控制开关m21、开关m22，使得在隔离电路3的输入端处，即在调节电路2的输出端处传递的电压u，允许在隔离dc/dc变换器1的输出端处获得所要电压vo值。因此，不必改变隔离电路3的工作周期αa来获得所要输出电压vo。因此，隔离电路3可以其最有利的工作周期操作，尤其是以50％操作。控制单元5可使用调节电路2所传递的电流的测量值i2mes，以便改进脉宽调制信号s2的精确度。
具体地说，当电压变换器1的输入电压ve改变时，调节电路2使得有可能确保隔离电路3的输入端处的电压u保持允许获得所要输出电压vo的值。因此，如果变换器1的输入电压ve的值改变，那么控制单元5以对应方式修改对调节电路2的开关m21、开关m22的工作周期的控制，以便维持调节电路2的输出端处，即隔离电路3的输入端处的电压u。这在电池的电荷电平随时间推移而改变的电动车辆中尤其有利。
在第一支路a中，在50％的工作周期下，磁性组件100中的平均电流为零，且允许减小隔离式dc/dc变换器的输出端处的电流波纹，如上文针对第一实施例所解释。
此外，控制单元5可确保对隔离电路3的保护。作为举例，在隔离式dc/dc变换器1的输出端处的负载短路的情况下，控制单元5可通过以下方式来保护隔离电路3：作用于来自调节电路2的控制信号s2以便消除隔离电路3的输入端处的电压u，从而保护所述隔离电路。
变换器1可被设计成覆盖一个操作范围。所述操作范围对应于最小值vemin与最大值vemax之间的变换器1的输入电压ve；且对应于最小值vomin与最大值vomax之间的输出电压vo。作为举例，输入电压ve在170v与450v之间；且隔离电路1的输出端处的目标电压vo在12v与16v之间。作为举例，输出电压的最小值vomin在8v与14v之间，且输出电压的最大值vomax在15v与16v之间。
在图5中的实例中，调节电路2为降压型dc/dc变换器。变换器1，确切地说调节电路2，随后被配置成能够在最小电压vemin的情况下传递最大输出电压vomax。图6以及图7中示出的变换器实例类似于图5中的实例，区别在于调节电路2。图6示出变换器1的一个实例，其中调节电路2为已知的升压型电路。变换器1，确切地说调节电路2，随后被配置成能够在最大输入电压vemax的情况下传递最小输出电压vomin。图7示出变换器的另一实例，其中调节电路2为已知的升压/降压型单端初级电感变换器电路。在这个实例中，调节电路2可降低或升高电压，这有助于调节电路2的使用。
根据图8中示出的第三实施例，隔离式dc/dc变换器1包括具有串联开关的第二支路b。第二支路b包括直接串联的两个开关mb1、mb2。被称作高侧开关的第一开关mb1连接到传递输入电压ve的电压源(未图示)的高端。被称作低侧开关的第二开关mb2连接到第一支路a的第二末端端子。此外，第二开关mb2连接到电压源的低端。这个低端由此对应于隔离式dc/dc变换器1的第一地线gnd1。每一开关mb1、开关mb2可包括与续流二极管并联的晶体管。
第三电感l3具有连接到第二支路b的中心点的第一端子，以及连接到第二连接点p2的第二端子。第二电容c2连接于第一支路a的末端端子之间。第二支路b同样可包括用于对其开关mb1、开关mb2进行软开关的电容。然而，这将在第三电感l3中引入能够带来损耗的电流波纹。其结果将为，可能失去对第二支路b的开关mb1、开关mb2进行软开关的优势。
第一支路a以及第二支路b的开关ma1、开关ma2、开关mb1、开关mb2的一系列打开操作以及闭合操作允许控制隔离式dc/dc变换器1的输出。在图2中示出的实例中，通过第一支路a的开关ma1、开关ma2来控制通过磁性组件100的能量的传输。在根据此实施例的隔离式dc/dc变换器1中，第二支路b同样允许控制此能量传输。其原因是，在图2中示出的实例中，第一支路a的末端端子之间的电压等于隔离式dc/dc变换器1的输入电压ve。相比来说，在图8中示出的隔离式dc/dc变换器1中，第一支路a的端子处，即第二电容c2的端子处的电压u由下方表达式提供：
其中αa为第一支路a的工作周期，且αb为第二支路b的工作周期。
由此，相对于图2中示出的实例，在图8中示出的隔离式dc/dc变换器1中，第二支路b的工作周期αb构成控制通过磁性组件100的能量传递的补充参数。因此，在此第三实施例中，对隔离式dc/dc变换器1的控制得到优化。
此外，第一支路a的端子处的电压u可达到的值范围大于图2中所示变换器中的第一支路a的端子处的电压可达到的值范围。其原因是，如果比值αb/αa大于1，那么第一支路a的端子处的电压u大于输入电压ve。具体地说，电压u可大于输入电压ve的最大值vemax。因此，与图2中示出的变换器的情况相比，第一支路a的端子处的电压u可高于隔离式dc/dc变换器1的输入电压ve。同样，如果比值αb/αa小于1，那么第一支路a的端子处的电压u小于输入电压ve。具体地说，电压u可小于输入电压ve的最小值vemin。因此，与图2中示出的变换器的情况相比，第一支路a的端子处的电压u可低于隔离式dc/dc变换器1的输入电压ve。
可注意到，可通过在根据第二实施例的隔离式dc/dc变换器1中使用升压/降压型变换器作为调节电路2，而在其中实施这个降低或升高输入电压ve的特性。因此，相对于第一支路a，所得到的变换器1将具有两个具有开关的补充支路。因此，在变换器1的一次侧上，具有开关的支路的总数将为三。相比之下，在根据此实施例的变换器中，降低或升高输入电压的特性是通过变换器1的一次侧上具有开关ma1、开关ma2、开关mb1、开关mb2的两个支路a、b获得。
根据此第三实施例的第一变化形式，第一支路a的开关ma1、开关ma2以没有变化的工作周期αa操作，换句话说，所述工作周期随着时间的推移保持恒定。工作周期αa大体上保持等于标称值αn。在隔离式dc/dc变换器1的操作期间，通过第三电感l3中流动的电流来控制输出电压vo。此电流由第二支路b控制。为此目的，隔离式dc/dc变换器1可包括用于第二支路b的控制单元5。控制单元5传递脉宽调制信号s2，所述信号控制第二支路b的开关mb1、开关mb2的打开以及闭合，以便控制第三电感l3中流动的电流。控制第二支路b的开关mb1、开关mb2，使得第三电感l3中流动的电流允许在隔离式dc/dc变换器1的输出端处获得所要电压vo值。因此，不必改变第一支路a的开关ma1、开关ma2的工作周期αa。因此，第一支路a可以其对于磁性组件100的能量传输最有利的工作周期αa操作，尤其以50％操作。
在第一支路a中，在50％的工作周期下，磁性组件100中的平均电流为零，且允许减小隔离式dc/dc变换器的输出端处的电流波纹，如上文针对第一实施例所解释。
第一支路a的端子处的电压u随后等于2αbve。对于第二支路b的工作周期αb来说，有可能改变第一支路a的端子处的电压u。如果第二支路b的工作周期αb小于50％，那么第一支路a的端子处的电压u小于2ve。如果第二支路b的工作周期αb大于50％，那么第一支路a的端子处的电压u大于2ve。。因此，第一支路a的50％工作周期αa允许简单地控制隔离式dc/dc变换器1。
具体地说，当电压变换器1的输入电压ve改变时，第二支路b使得有可能确保输出电压vo保持所要值。因此，如果隔离式dc/dc变换器1的输入电压ve的值改变，那么控制单元5以对应方式修改对第二支路b的开关mb1、开关mb2的工作周期αb的控制，以便将流动通过第三电感l3的电流维持在所要值。这在电池的电荷电平随时间推移而改变的电动车辆中尤其有利。
更具体地说，控制单元5产生第一反馈回路，所述反馈回路使流动通过连接于第一支路a与第二支路b之间的第三电感l3的电流受制于隔离式dc/dc变换器1的输出电压的值vo_mes与隔离式dc/dc变换器1的输出端处的所要电压vo之间的差。为此目的，控制单元5接收在隔离式dc/dc变换器1的输出端处所测量的电压vo_mes，有时乘以增益k1。控制单元5随后将设定点电压v*与测量电压vo_mes进行比较。设定点电压v*对应于隔离式dc/dc变换器1的输出端处所要的电压vo。根据比较结果，控制器51将需要流动通过第三电感l3的设定点电流i3cons传递到第二支路b。
设定点电流i3cons可直接被发射到控制器52，其将来自设定点电流i3cons的pwm信号s2传递到第二支路b。然而，控制单元5可产生第二回路，所述回路使流动通过第三电感l3的电流受制于流动通过第三电感l3的电流的值i3mes与设定点电流i3cons之间的差。具体地说，控制单元5将第一回路所输出的设定点电流i3cons与第三电感l3上测量的电流i3mes进行比较。在比较前，电流i3cons可能乘以增益k2。根据这个比较结果，控制器52确定用于控制第二支路b的开关mb1、开关mb2的工作周期αb的信号s2，以便调整流动通过第三电感l3的电流。可使用电压回路。然而，电流回路更容易实施，这是因为在小信号的情况下，电流回路使得有可能具有一阶的传递函数，而电压回路具有二阶。此外，隔离式dc/dc变换器1可在不使用第二回路的情况下实施第一回路。
如在第二实施例中，根据第三实施例的隔离式dc/dc变换器1可被设计成覆盖操作范围。所述操作范围对应于隔离式dc/dc变换器1的在最小值vemin与最大值vemax之间的输入电压ve；且对应于最小值vomin与最大值vomax之间的输出电压vo。作为举例，输入电压ve在170v与450v之间；且隔离式dc/dc变换器1的输出端处的目标电压vo在12v与16v之间。作为举例，输出电压的最小值vomin在8v与14v之间，且输出电压的最大值vomax在15v与16v之间。
在第三实施例的第二变化形式中，第一支路a的工作周期αa根据流动通过第三电感l3的电参数i’围绕标称值αn改变。根据下文将理解这个变化形式的优势。
在接近图3中所示出的操作周期t的第一部分中，第一支路a的第二开关ma2闭合，且第一支路a的第一开关ma1打开。第二开关ma2随后承载来自第三电感l3的电流以及来自磁性组件100的电流it。这些电流由于在相同方向上流动而相加在一起。在接近图4中所示出的操作周期t的第二部分中，第一支路a的第二开关ma2打开，且第一支路a的第一开关ma1闭合。第一开关ma1随后承载来自第三电感l3的电流以及来自磁性组件100的电流it。这些电流由于并非在相同方向上流动而彼此相减。
因此，在隔离式dc/dc变换器1的操作过程中，第一开关ma1与第二开关ma2不会出现相同电流。第二开关ma2承载的电流高于第一开关ma1，此情形使第一开关ma1闭合时的损耗与第二开关ma2闭合时的损耗不均衡。第二开关ma2由于接收较高电流而比第一开关ma1更快速地损耗。
一个解决方案将涉及使第二开关ma2加倍，换句话说用两个并联的开关替换第二开关ma2。然而，这使电路变得复杂，且并不始终保证相同的电流在两个并联的开关之间流动。
使第一支路a的两个开关ma1、ma2之间的损耗均衡的一种方式涉及使用磁性组件100的电参数，例如其平均电流i’t，以便使第一开关ma1以及第二开关ma2中流动的电流再均衡。
图9展示处于稳定状态的隔离电路3的等效图。第一电容c1中的平均电流为零。可观测到，第一开关ma1中流动的平均电流i’ma1等于第一一次电路101中流动的平均电流i’t/2，其中i’t为两个一次电路101、101’中流动的总平均电流。此外，可观测到，第二开关ma2中流动的平均电流i’ma2等于第三电感l3中流动的平均电流i’l3减去第二一次电路101’中流动的平均电流i’t/2。如果第三电感l3中流动的平均电流i’l3等于两个一次电路101、101’中流动的总平均电流i’t，那么第一开关ma1中流动的平均电流i’ma1与第二开关ma2中流动的平均电流i’ma2相等。
图10显示操作周期t的第一部分期间隔离电路3的等效图。图11显示第二操作周期t期间隔离电路3的等效图。从此推论出以下关系：
其中ra为每一开关ma1、开关ma2的等效电阻，假定每一开关的等效电阻相同：rt为磁性组件100的等效电阻，所述等效电阻由一次电路101、一次电路101’的等效电阻rw获得，尤其是
因此，通过作用于第一支路a的工作周期αa，有可能修改磁性组件100中流动的平均电流i’t的值，使得其等于第三电感l3传递到第二连接点p2的平均电流i’l3。具体地说，通过增加第一支路a的工作周期αa，磁性组件100中流动的平均电流i’t增加：通过减少第一支路a的工作周期αa，磁性组件100中流动的平均电流i’t减少。
围绕第一支路a的工作周期αa的标称值αn的较小改变足以调整磁性组件100中流动的平均电流i’t。值得注意的是，所述工作周期围绕此标称值αn相对于标称值αn增加或减少2％。由于上文所提及的优势，这个标称值αn例如等于50％。
可以通过反馈回路实现对磁性组件100中流动的平均电流i’t的调整，所述反馈回路使第一支路a的工作周期αa受制于磁性组件100中流动的平均电流i’t与第三电感l3传递到第二连接点p2的平均电流i’l3之间的差。作为举例，对于300khz的截止频率来说，反馈回路以2khz与3khz之间的频率操作。在20khz的频率下测量磁性组件100以及第三电感l3中流动的电流。
值得注意的是，磁性组件100中流动的平均电流i’t是在第一支路a的连续截断周期期间测量的，且第三电感l3所传递的平均电流i’l3是在第二支路b的连续截断周期期间测量的。
图12示出根据第四实施例的隔离式dc/dc变换器1。图12中示出的变换器1类似于图8中所示出的，尽管其包括第三电容c3以及第四电感l4。第三电容c3连接于第二支路b的第一开关mb1与第二支路b的第二开关mb2之间。因此，第三电容c3串联在第二支路b的第一开关mb1与第二开关mb2之间。第三电感l3连接到第三电容c3与第二开关mb2之间的连接点p3。第四电感l4连接于第一连接点p1与第四连接点p4之间，所述第四连接点在第一开关mb1与第三电容c3之间。
通过添加第三电容c3以及第四电感l4，相对于图8中示出的变换器，隔离式dc/dc变换器1可达到的电压范围增加。根据此第四实施例的隔离式dc/dc变换器1形成升压/降压型dc/dc变换器。根据下文将更好地理解此情形。
在变换器中，电感的平均电压等于零。此情形的结果是，第一连接点p1处的平均电压等于第四连接点p4的平均电压；且第三连接点p3处的平均电压等于第二连接点p2处的平均电压。因此，第三电容c3的端子处的平均电压等于第一电容c1的端子处的平均电压。
此外，此情形的结果同样为，第一连接点p1处的平均电压为零。第二连接点p2处的平均电压等于第二电容c2的端子处的平均电压vc2’。因此，第二电容c2的端子处的平均电压vc2’等于第一电容c1的平均电压vc1’。
通过以工作周期αb控制第二支路b的开关mb1、开关mb2，第四连接点p4处的平均电压vp4’由下方关系式提供
vp4′＝α×ve-(1-α)×vc3′
因此
这个关系式表明，可通过第二支路b的工作周期αb来控制电容c2的端子处的电压vc2。因此，当第二支路b的工作周期αb小于1时，变换器1充当降压型变换器，且当工作周期αb大于1时，变换器1充当升压型变换器。
根据此第四实施例的变换器可以与根据第三实施例的变换器类似的方式操作。根据此第四实施例的变换器使得有可能获得比根据第三实施例的变换器更大的操作范围。原因是，在第三实施例中，隔离式dc/dc变换器1的输入端处可容许的最小电压受第二电容c2的电压限制，所述第二电容c2的电压取决于输出电压vo。相比之下，在第四实施例中，最小电压不受第二电容c2的端子处的电压限制。
在根据本发明的变换器中，磁性组件100可包括串联的第一变压器t1以及第二变压器t2。每一变压器t1、变压器t2具有两个初级线圈。第一变压器t1的初级线圈分别形成第一一次电路101的第一部分l11以及第二一次电路101’的第一部分l11’；且第一变压器t1的次级线圈形成二次电路102的第一部分l12。第二变压器t2的初级线圈分别形成第一一次电路101的第二部分l21以及第二一次电路101’的第二部分l21’；且第二变压器t2的次级线圈形成二次电路102的第二部分l22。
可以不同方式实施磁性组件100。作为举例，可以用单一的第一初级绕组来实施第一一次电路101，且同样可以用单一的第二初级绕组来实施第二一次电路101’。可以用两个次级绕组来实施二次电路102。值得注意的是，这些绕组缠绕一个共同的磁芯。两个次级绕组磁耦合到初级绕组，但所述两个次级绕组彼此不磁耦合。具体地说，分别用第一初级绕组的第一部分以及第二部分来实施第一一次电路101的第一部分l11以及第二部分l21。具体地说，分别用第二初级绕组的第一部分以及第二部分来实施第二一次电路101’的第一部分l11’以及第二部分l21’。这种实施磁性组件100的方式不仅允许通过减少包括铁氧体的组件的数目来减少变换器1的成本，还通过允许实现更小型的变换器而减小变换器1的体积。
在实施例中，第二支路b的第二开关mb2可替换为阴极连接到第三连接点p3的二极管db(图14中示出)。如此获得单向变换器，而非当第二支路b包括第二开关mb2的情况下的双向变换器。
图13显示根据第五实施例的变换器的实例。图13中的变换器1是由图2中的变换器通过添加具有开关的第三支路e以及两个一次电路101e、101’e而获得，其类似于图2中变换器的第一支路a以及两个一次电路101、101’。具体地说，第三支路e包括与电容ce串联的第一开关me1以及第二开关me2。第三支路e的第一末端端子对应于第一开关me1的未连接到电容ce的端子；第三支路e的第二末端端子对应于第二开关me2的未连接到电容ce的端子。第三支路e的第一末端端子连接到第一支路a的第一末端端子，且第三支路e的第二末端端子连接到第一支路a的第二末端端子。向图2中的变换器添加第三支路e以及两个一次电路101e、101’e允许使隔离式dc/dc变换器1可达到的电压范围加倍。变换器1可根据需要包括任意多个补充支路e以及一次电路101e、一次电路101’e。这个实施例与所有其它实施例相容。
根据本发明的隔离式dc/dc变换器1的实例尤其适合于车辆中的车载应用，特别是电动车辆或混合动力车辆中的车载应用，用于在具有不同电压的第一车载供电系统与第二车载供电系统之间进行电压变换。
具体地说，隔离式dc/dc变换器1可包含在包括ac/dc变换器的系统中，所述ac/dc变换器被配置成从第一供电系统向车辆的电机供电。电容可连接到ac/dc变换器的输入端子，以便在第一供电系统与ac/dc变换器之间形成接口。隔离式dc/dc变换器1随后可连接到这个电容的端子，以便为所述电容执行预充电操作或放电操作。作为举例，欧洲专利申请公开ep2012338a1中描述了这种系统。根据图12中所示出的第四实施例的变换器尤其适合于这些预充电操作或放电操作，因为所述变换器允许在电容的端子处将电容从零初始电压进行预充电，且允许在电容的端子处使电容放电成零最终电压。
本发明不限于所描述的实例。具体地说，电压回路可替换为电流回路。隔离式dc/dc变换器还可用于被配置成将交流电电压变换成直流电电压或将直流电电压变换成交流电电压的交流-直流变换器中，或用于交流-交流变换器中。有利的是，隔离式dc/dc变换器补充有交流-直流变换器，所述交流-直流变换器在第一实施例或第五实施例中的第一支路a的上游，或在第二实施例中的调节电路2的上游，或在第三实施例或第四实施例的第二支路b的上游；和/或补充有在隔离式dc/dc变换器下游的直流-交流变换器。
值得注意的是，开关可以是晶体管，例如mosfet、igbt或其它晶体管。电路可由例如硅(si)、氮化镓(gan)、碳化硅(sic)或任何其它半导体材料的半导体材料产生。