本发明涉及具备被串联连接的半导体开关的电力变换装置。
背景技术：
在电力变换装置中，在对开关元件进行接通断开时，有时会产生由该切换时的急剧的电流变化、电压变化造成的噪声。该噪声有可能会对装置内的其他控制电路造成不良影响。在专利文献1中记载了降低该噪声水平的方法。专利文献1所记载的方法在对开关元件进行开关控制时，将向开关元件施加的pwm信号的上升沿波形整形为正弦波状。然后，使流过负载的电流波形的上升的斜率慢慢地变化而使电流变化缓慢，由此使得不会产生由急剧的电流变化以及电压变化造成的噪声。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2007-13916号公报
技术实现要素：
发明要解决的课题
可是，近年来，例如使用了sic(碳化硅)或gan(氮化镓)等化合物半导体的开关元件变得实用，通过使电力变换装置高频化，从而无源部件能够小型化，由此逐渐产生了可谋求装置的小型化的空间。然而，在专利文献1中，因为将pwm信号的上升沿波形整形为正弦波状，所以开关元件的死区时间变长，其结果，开关频率会变低。即，在专利文献1中，难以将开关频率高频化。
因此，本发明的目的在于，提供一种在不妨碍高频化的情况下抑制在开关时产生的噪声的电力变换装置。
用于解决课题的技术方案
(1)本发明涉及的电力变换装置具有：电力变换部，对被串联连接的第一半导体开关以及第二半导体开关进行开关控制，并将被输入的直流电压变换为交流电压，其中，所述电力变换装置具备：
第一电容追加电路，使所述第一半导体开关的输出电容增加；以及
第一驱动控制电路，对所述第一电容追加电路进行驱动控制，
所述第一电容追加电路具有被串联连接的第一电容性元件和第一切换部，并与所述第一半导体开关并联连接，
所述第一驱动控制电路在所述第一半导体开关的关断时将所述第一切换部设为接通，从而使所述第一半导体开关的所述输出电容增加，并且在从所述第一半导体开关的关断起经过给定时间后，将所述第一切换部设为断开。
在该结构中，在从第一半导体开关关断时起直到经过给定时间为止的期间，第一切换部成为接通，因此在该期间成为第一电容性元件与第一半导体开关的端子间电容并联连接的结构。由此，在上述给定时间，第一半导体开关的端子间电容表观上变大。若第一半导体开关被关断，则端子间电压上升，但是如上所述，因为在给定时间后第一半导体开关的端子间电容表观上大，所以端子间电压的上升变缓。由于端子间电压的上升变缓，从而能够消除在第一半导体开关的关断时产生的过冲。其结果，能够抑制由过冲造成的噪声的产生。
(2)所述第一驱动控制电路优选为在所述第一半导体开关的接通中将所述第一切换部设为接通的结构。根据该结构，仅仅通过在第一半导体开关接通的期间将第一切换部也设为接通，并使第一切换部的关断的定时稍微延迟，就能够在第一半导体开关的关断时容易地构成第一切换部为接通的状态。即，与进行在第一半导体开关关断的同时使第一切换部开启这样的控制的情况相比，控制变得简单。
(3)所述第一驱动控制电路例如在所述第一半导体开关的接通中将所述第一切换部设为断开状态，在所述第一半导体开关的关断时，将所述第一切换部设为接通之后，在所述给定时间后将所述第一切换部再次设为断开。在该结构中，第一半导体开关能够通过两个阶段使关断时的端子间电压的上升变缓。
(4)所述第一驱动控制电路例如在所述第一半导体开关的一个开关周期内使所述第一切换部多次接通断开。在该结构中，能够通过多个阶段使第一半导体开关关断时的端子间电压的上升变缓。
(5)优选具备：谐振电路，包含所述第一电容性元件，在所述第一切换部的断开时流过电流。在该结构中，能够降低特定的高频的噪声。
(6)在具备所述谐振电路的情况下，优选地，所述谐振电路具有与所述第一电容性元件进行谐振的谐振用电感器，
还具备：
串联电路，按所述谐振用电感器、第一二极管以及附加电容性元件的顺序被串联连接，并与所述第一电容追加电路并联连接；以及
第二二极管，连接在所述第一电容性元件和所述第一切换部的连接点与所述第一二极管和所述附加电容性元件的连接点之间，
所述附加电容性元件的电容小于所述第一电容性元件的电容，
在所述谐振电路中流过谐振电流的方向上连接所述第一二极管，
在经由所述第一电容性元件流过充电电流的方向上连接所述第二二极管。
根据上述结构，能够有效地降低特定的高频的噪声。
(7)也可所述第一电容性元件是具有寄生电容的第四半导体开关，所述附加电容性元件是具有寄生电容的第五半导体开关。在该结构中，能够将第四半导体开关以及第五半导体开关制作在半导体基板，因此能够不需要电容器等芯片部件。
(8)至少所述第四半导体开关、所述第五半导体开关、所述第一二极管以及所述第二二极管可以由单个集成电路构成。在该结构中，能够将各半导体开关制作在半导体基板，因此能够不需要电容器等芯片部件。
(9)可以进一步具备：电流检测部，对作为所述电力变换部的输出电流的负载电流的大小进行检测；以及死区时间调整电路，根据所述负载电流的大小来调整所述第一半导体开关和所述第二半导体开关均断开的期间的长度。根据该结构，能够与负载的轻重无关地以高效率进行驱动。
(10)所述死区时间调整电路也可以构成为根据所述负载电流的大小来调整所述第一切换部的接通时间的长度。由此，能够与负载的轻重无关地进一步以最佳效率进行驱动。
(11)也可以具备：电流检测部，对作为所述电力变换部的输出电流的负载电流的大小进行检测；以及切断部，在所述负载电流的大小低于阈值的情况下，切断向所述第一电容性元件的通电路径。在该结构中，在轻负载时通过使第一电容追加电路的动作停止，从而能够使电力变换装置整体的轻负载时的效率提高。
(12)典型地，所述第一半导体开关以及所述第二半导体开关是氮化镓半导体元件，所述第一切换部是硅半导体元件。在该结构中，通过利用氮化镓半导体元件的高速响应性使开关频率高频率化，从而能够将无源部件小型化。此外，通过由硅半导体元件构成不要求高速响应性的第一切换部，从而能够低成本化。
(13)此外，也可以是如下结构，即，还具备：
第二电容追加电路，使所述第二半导体开关的输出电容增加；以及
第二驱动控制电路，对所述第二电容追加电路进行驱动控制，
所述第二电容追加电路具有被串联连接的第二电容性元件和第二切换部，并与所述第二半导体开关并联连接，
所述第二驱动控制电路在所述第二半导体开关的关断时将所述第二切换部设为接通，从而使所述第二半导体开关的所述输出电容增加，并且在从所述第二半导体开关的关断起经过给定时间后，将所述第二切换部设为断开。
在该结构中，能够降低第二半导体开关的开关时的噪声。
发明效果
根据本发明，能够在不妨碍高频化的情况下抑制在开关时产生的噪声。
附图说明
图1是第一实施方式涉及的电力变换装置101的电路图。
图2是示出开关调整电路1a、1b、1c、1d的结构的电路图。
图3是示出开关元件q1、q11的切换时刻和开关元件q1的漏极-源极间电压vds1的位移、以及开关元件q2、q21的切换时刻和开关元件q2的漏极-源极间电压vds2的位移的波形图。
图4是示出开关元件q1、q2、q11、q21的切换时刻和开关元件q1的漏极-源极间电压vds1以及开关元件q2的漏极-源极间电压vds2的位移的波形图。
图5是示出第三实施方式涉及的开关调整电路1a、1b、1c、1d的结构的电路图。
图6是示出开关元件q1、q11以及q2、q21的切换时刻和开关元件q1的漏极-源极间电压vds1以及开关元件q2的漏极-源极间电压vds2的位移的波形图。
图7是示出第四实施方式涉及的开关调整电路1a、1b、1c、1d的结构的电路图。
图8是示出第五实施方式涉及的开关调整电路1a、1b、1c、1d的结构的电路图。
图9是第六实施方式涉及的电力变换装置101的电路图。
图10是示出第六实施方式涉及的电力变换装置的各部分的状态以及电压的变化的波形图。
图11是第七实施方式涉及的电力变换装置的负载电流的波形图。
具体实施方式
《第一实施方式》
图1是第一实施方式涉及的电力变换装置101的电路图。
电力变换装置101具备输入直流电压的输入部in1、in2和连接负载的输出部out1、out2。电力变换装置101是对从输入部in1、in2输入的直流电压进行变压并从输出部out1、out2输出的dc-dc转换器。另外，在本实施方式中，采用了llc谐振转换器。
在输入部in1、in2连接有开关电路。开关电路是开关元件q1、q2的串联电路和开关元件q3、q4的串联电路被并联连接而成的全桥结构。开关元件q1、q3是高压侧开关元件，开关元件q2、q4是低压侧开关元件。
在本实施方式中，开关元件q1、q2中的一个相当于本发明涉及的“第一半导体开关”，另一个相当于本发明涉及的“第二半导体开关”。同样地，开关元件q3、q4中的一个相当于本发明涉及的“第一半导体开关”，另一个相当于本发明涉及的“第二半导体开关”。此外，开关电路相当于本发明涉及的“电力变换部”。
开关元件q1、q2、q3、q4是能够通过开关频率的高频化来实现无源部件的小型化的gan(氮化镓)-fet，分别并联地连接有二极管d1、d2、d3、d4。二极管d1、d2、d3、d4连接为其正向成为开关元件q1、q2、q3、q4的源极至漏极的方向。开关元件q1～q4的漏极相当于本发明涉及的“输入侧端子”，源极相当于本发明涉及的“输出侧端子”。
另外，开关元件q1、q2、q3、q4也可以是sic(金刚砂：siliconcarbide)-fet或si-fet。在该情况下，因为在各开关元件形成了体二极管，所以不需要二极管d1、d2、d3、d4。
在开关元件q1、q2、q3、q4中的成为高压侧开关元件的q1、q3分别并联地连接有开关调整电路1a、1c，在作为低压侧开关元件的q2、q4分别连接有开关调整电路1b、1d。开关调整电路1a、1b、1c、1d是用于抑制由开关元件q1、q2、q3、q4的过冲、下冲造成的噪声的电路。关于开关调整电路1a、1b、1c、1d，将后述。
开关元件q1、q2的连接点经由电容器cr、电感器lr而与变压器t的一次绕组n1的一端连接。开关元件q3、q4的连接点与变压器t的一次绕组n1的另一端连接。谐振用电容器cr、谐振用电感器lr以及变压器t的一次绕组n1构成了谐振电路。
变压器t的二次绕组n2经由包含二极管桥db以及平滑电容器co的整流平滑电路而与输出部out1、out2连接。整流平滑电路使交流电压变为直流电压，并将该直流电压从输出部out1、out2输出。
在输入部in1与开关电路之间设置有电流检测用电阻ri。在电流检测用电阻ri连接有电流检测部13。电流检测部13根据电流检测用电阻ri的两端电压来检测流向开关电路的电流。此外，在输出部out1与二极管桥db之间设置有电流检测用电阻ro。在电流检测用电阻ro连接有电流检测部14。电流检测部14根据电流检测用电阻ro的两端电压来检测流过负载的电流。
微型计算机11读取由电流检测部13、14检测的检测值。微型计算机11根据电流检测部13、14的检测值来判定负载的轻重，并根据该负载的轻重而向驱动器12输出驱动信号。驱动器12基于该驱动信号来生成pwm信号，并向开关元件q1、q2、q3、q4各自的栅极输出pwm信号。
以下，对开关调整电路1a、1b、1c、1d进行说明。
图2是示出开关调整电路1a、1b、1c、1d的结构的电路图。开关调整电路1a是电容器c12以及开关元件q11的串联电路。开关元件q11是si-fet，二极管d11是开关元件q11的体二极管。开关调整电路1a与开关元件q1并联地连接。
开关调整电路1b、1c、1d的结构也与开关调整电路1a相同。即，开关调整电路1b是电容器c22以及开关元件q21的串联电路，开关调整电路1c是电容器c32以及开关元件q31的串联电路，开关调整电路1d是电容器c42以及开关元件q41的串联电路。
在本实施方式中，微型计算机11相当于本发明涉及的“第一驱动控制电路”。开关调整电路1a具有的电容器c12以及开关元件q11的串联电路相当于本发明涉及的“第一电容追加电路”。此外，开关调整电路1a的电容器c12相当于本发明涉及的“第一电容性元件”，开关元件q11相当于本发明涉及的“第一切换部”以及“第三半导体开关”。
此外，在本实施方式中，微型计算机11相当于本发明涉及的“第二驱动控制电路”。开关调整电路1b具有的电容器c22以及开关元件q21的串联电路相当于本发明涉及的“第二电容追加电路”。此外，开关调整电路1b的电容器c22相当于本发明涉及的“第二电容性元件”，开关元件q21相当于本发明涉及的“第二切换部”。
图3是示出开关元件q1、q11的切换定时和开关元件q1的漏极-源极间电压vds1的位移、以及开关元件q2、q21的切换定时和开关元件q2的漏极-源极间电压vds2的位移的波形图。另外，将开关元件q1的开关频率的半周期的量的波形图示为时刻(i)～(viii)。
在开关元件q1接通的期间，开关元件q1的漏极-源极间电压vds1几乎为0。此时，虽然开关元件q11也是接通状态，但是因为开关元件q1接通，所以在开关元件q11侧基本不流过电流。
在时刻(i)，开关元件q1被关断时，开关元件q11仍为接通状态。因此，成为在开关元件q1的漏极-源极间并联连接了电容器c12的形式，表观上开关元件q1的输出电容增加，因此开关元件q1的漏极-源极间电压vds1慢慢地上升。
在从开关元件q1关断起经过一定时间后，若使开关元件q11关断(时刻(ii))，则电容器c12被分离，表观上开关元件q1的输出电容co1变小，因此电压vds急剧地增大。
在从开关元件q11关断起进一步经过一定时间后(时刻(iii))，相对于相当于高压侧开关的开关元件q1，连接在相当于低压侧开关的开关元件q2的漏极-源极间的、包含电容器c22以及开关元件q21的串联电路的开关调整电路1b中的、开关元件q21开启。
若在时刻(iii)开关元件q21开启，则开关元件q2进行如下动作，即，将在由时刻(i)～(viii)示出的半周期的进一步半周期之前关断时被充电至电容器c22的电荷朝向变压器t进行再生。因为电容器c22是与电容器c12相同的电容，所以与时刻(i)～(ii)区间同样地，开关元件q2的漏极-源极间电压vds2慢慢地下降。因为开关元件q1与开关元件q2被串联地连接，所以开关元件q1的漏极-源极间电压vds1也对称地受到影响。其结果，电压vds1慢慢地上升。由此，能够抑制过冲的产生。另外，优选的是，将电容器c12的电容值预先设定为开关元件q1具有的输出电容值的10倍程度。
能够根据微型计算机11输出的控制信号的定时对从时刻(i)至时刻(iii)的时间进行调整。从该时刻(i)至时刻(iii)的时间相当于本发明涉及的“给定时间”。此后，若开关元件q1的输出电容以及电容器c12成为充满电(时刻(iv))，则电压vds1变得恒定，在该时刻(iv)，低压侧的开关元件q2被开启。
此后，若在时刻(v)开关元件q2被关断，则开关元件q2的漏极侧，即，开关元件q1的源极侧电位上升，因此相对地电压vds1开始下降。在此，在低压侧开关中，与时刻(i)～(ii)区间中的高压侧开关同样地，开关调整电路1b的开关元件q21为接通状态，因此开关元件q2的漏极-源极间电压vds2慢慢地上升。因此，开关元件q1的漏极-源极间电压vos1慢慢地下降。此后，若开关元件q21关断(时刻(vi))，则成为电容器c22被分离的形式，开关元件q2的漏极-源极间电压vds2急剧地上升，与此相伴地，开关元件q1的漏极-源极间电压vds1急剧地下降。此后，若开关元件q11比开关元件q1的开启更快地开启(时刻(vii))，则进行动作，使得将在时刻(i)～(ii)区间中被充电至电容器c12的电荷朝向输入电源进行再生。此时，开关元件q1的漏极-源极间电压vds1与时刻(i)～(ii)区间同样地慢慢地下降。在再生结束时，开关元件q1被关断(时刻(viii))。由此，能够抑制下冲的产生。
另外，在开关元件q1断开时被充电至电容器c12的电荷会在此后直到开关元件q2开启为止的死区时间期间中进行再生，因此损耗不会增大。
像这样，通过在开关元件q1～q4分别设置开关调整电路1a～1d，从而开关元件q1～q4的漏极-源极间电压vds1～vds4的上升以及下降变缓。因此，能够消除在开关元件q1～q4的切换时产生的过冲、下冲，能够降低噪声。此外，开关元件q1～q4是如下结构，即，进行基于矩形波信号的pwm控制，并通过在开关元件q1～q4设置开关调整电路1a～1d这样的外设电路，从而使开始上升以及结束下降变迟缓，因此开关元件q1～q4的死区时间不会变长。因此，能够将电力变换装置101高频化从而实现无源部件的小型化。
另外，在本实施方式中，虽然电力变换装置101设为使用了llc谐振转换器的dc-dc转换器，但是也能够应用于全桥方式、半桥方式等使用了高压侧开关和低压侧开关的其他方式的dc-dc转换器、ac-dc转换器、dc-ac逆变器。
此外，在本实施方式中，虽然示出了开关元件q1～q4以及q11～q41的驱动全部由微型计算机进行控制的例子，但是也能够由模拟电路、逻辑电路来构成它们，这是不言而喻的。
《第二实施方式》
第二实施方式涉及的电力变换装置的开关调整电路的驱动时刻与第一实施方式不同。以下，对该不同点进行说明。另外，作为电路结构，与第一实施方式相同，因此使用图2来进行说明。
图4是示出第二实施方式涉及的电力变换装置中的开关元件q1、q2、q11、q21的切换定时和开关元件q1的漏极-源极间电压vds1以及开关元件q2的漏极-源极间电压vds2的位移的波形图。
与图3所示的例子不同，成为如下结构，即，在开关元件q1接通的期间，开关元件q11不是接通状态而是断开状态，在开关元件q1关断之后，紧接着开关元件q11开启给定时间(时刻(i))。
若在时刻(i)开关元件q1被关断，则开关元件q1的漏极-源极间电压vds1上升。
若与开关元件q1的关断同时开关元件q11被开启，则成为电容器c12与开关元件q1的输出电容co1并联连接的结构。因此，输出电容co1表观上变大，电压vds的上升变缓。
此后，若经过给定时间，则开关元件q11关断(时刻(ii))。由此，电容器c12不与输出电容co1并联连接，输出电容co1表观上变小(复原)，电压vds急剧地上升。
若电压vds1进一步上升(时刻(iii))，则相对于作为高压侧开关的开关元件q1串联地连接的作为低压侧开关的开关元件q2的漏极-源极间电压vds2相对地下降。此时，并联地连接在开关元件q2的漏极-源极间的电容器c22残留有在半周期前被充电的电荷，执行将该电荷经由相对于开关元件q21的漏极-源极间并联地连接的二极管d21向变压器t进行再生的动作，但是因为电压vds2是相对低的电压，所以直到再生为止的时间变长，其结果，电压vds2的波形成为慢慢地下降的形状。与此相伴地，电压vds1的波形也慢慢地上升。从该时刻(i)到时刻(iii)为止的时间相当于本发明涉及的“给定时间”。
此后，若被充电至开关元件q2的输出电容以及电容器c22的电荷结束再生，则开关元件q2的漏极-源极间电压vds2几乎为零(时刻(iv))，使开关元件q2开启。
此后，若在时刻(v)开关元件q2被关断，则与此同时使开关元件q21开启。其结果，开关元件q2的漏极-源极间电压vds2与开关元件q1同样地慢慢地上升，因此相对地开关元件q1的漏极-源极间电压vds1慢慢地下降。然后，若在给定时间后开关元件q21被关断(时刻(vi))，则电容器c22从开关元件q2的漏极-源极间被分离，因此电压vds2急剧地上升，与此相伴地，电压vds1急剧地下降。若电压vds1进一步下降(时刻(vii))，则在电容器c12残留有在上一个半周期中被充电的电荷，执行将该电荷经由相对于开关元件q11的漏极-源极间并联地连接的二极管d21进行再生的动作，但是因为电压vds1是相对低的电压，所以直到再生为止的时间变长，其结果，电压vds1的波形成为慢慢地下降的形状。与此相伴地，电压vds2的波形也慢慢地上升。由此，能够抑制下冲的产生。此后，在电压vds1变为零时，开关元件q1被开启(时刻(viii))。
像这样，即使在将第一驱动控制电路以及第二驱动控制电路(微型计算机11的控制)设为图4所示的结构的情况下，也能够使开关元件q1～q4各自的漏极-源极间电压vds1～vds4的上升以及下降变缓。其结果，能够消除在开关元件q1～q4的切换时产生的过冲、下冲，能够降低噪声。此外，能够将电力变换装置高频化从而实现无源部件的小型化。
《第三实施方式》
第三实施方式涉及的电力变换装置与第二实施方式的不同点在于，开关调整电路还具备谐振电路。以下，对该不同点进行说明。
图5是示出第三实施方式涉及的开关调整电路1a、1b、1c、1d的结构的电路图。
开关调整电路1a具备电感器l1、二极管d13以及电容器c14的串联电路。二极管d13设置为将其阴极作为电感器l1侧。该串联电路相对于电容器c12以及开关元件q11而被并联连接。电感器l1与电容器c12形成谐振电路。另外，电容器c12的电容设定得大于电容器c14。具体地，优选为10倍程度。
二极管d13相当于本发明涉及的“第一二极管”。此外，电容器c14相当于本发明涉及的“附加电容性元件”。
在电容器c12和开关元件q11的连接点与二极管d13和电容器c14的连接点之间，连接有二极管d12。二极管d12设置为将其阴极作为二极管d13与电容器c14的连接点侧。二极管d12相当于本发明涉及的“第二二极管”。
在该结构中，在开关元件q11断开的情况下，在电容器c12→二极管d12→电容器c14的路径中流过电流，电容器c12以及电容器c14被充电。若在电容器c14成为充满电、且电容器c12不是充满电的状态下开关元件q11被开启，则在二极管d13→电感器l1→电容器c12→开关元件q11的路径中流过谐振电流，被充电至电容器c14的电荷以对电容器c12进行充电的形式进行移动。
关于开关调整电路1b、1c、1d的结构以及作用，也与开关调整电路1a相同。
图6是示出开关元件q1、q11以及q2、q21的切换定时和开关元件q1的漏极-源极间电压vds1以及开关元件q2的漏极-源极间电压vds2的位移的波形图。
在开关元件q1接通的期间，开关元件q1的漏极-源极间电压vds1几乎为0。此时，开关元件q11接通，并在从开关元件q1关断起经过给定时间后关断(时刻(ii))。
若在时刻(i)开关元件q1被关断，则开关元件q1的漏极-源极间电压vds上升。此时，像在第一实施方式中说明过的那样，电压vds1的上升变缓。
若开关元件q11关断(时刻(ii))，则开关元件q1的输出电容co1表观上变小，因此电压vds1急剧地增大。此时，在电容器c12→二极管d12→电容器c14的路径中流过电流，电容器c12以及电容器c14被充电。由于电容器c12的电容大于电容器c14，因此电容器c14先成为充满电。
微型计算机11在电容器c12成为充满电之前使开关元件q11再次开启(时刻(iii))。若开关元件q11被开启，则在二极管d13→电感器l1→电容器c12→开关元件q11的路径中流过谐振电流。通过流过该谐振电流，从而在电压vds1出现谐振波形。通过该谐振，能够在电压vds1的上升波形的中途添加拐点，能够使特定的高次谐波降低。另外，像在日本特开2009-212846号公报所记载的那样，通过设置上述的拐点(折线波形)，从而能够降低特定的高次谐波。
微型计算机11在经过一定时间后使开关元件q11关断(时刻(iv))。由此，电容器c12不与开关元件q1的输出电容co1并联连接，输出电容co1表观上变小(复原)，电压vds1再次急剧地上升。
若电压vds1进一步上升(时刻(v))，则与相当于高压侧开关的开关元件q1串联地连接的相当于低压侧开关的开关元件q2的漏极-源极间电压vds2对称地下降。此时，使相对于开关元件q2的漏极-源极间并联地连接的开关元件q21开启。从该时刻(i)起直到时刻(v)为止的时间相当于本发明涉及的“给定时间”。
若开关元件q21被开启，则进行被充电至电容器c22的电荷向变压器t再生的动作。此时的电压vds2为相对低的电压，且如前所述，电容器c22的电容比较大，因此直到再生结束为止的时间变长。其结果，电压vds2慢慢地下降，对称地，电压vds1慢慢地上升，因此其波形变缓。由此，能够抑制过冲的产生。若开关元件q1的输出电容co1以及电容器c12成为充满电，则电压vds1变得恒定(时刻(vi))。在此，开关元件q2被开启。
此后，若在时刻(vii)开关元件q2被关断，则电压vds2开始上升。开关元件q2以及开关元件q21在时刻(vii)～(xii)进行与开关元件q1以及开关元件q11的时刻(i)～(vi)同样的动作，因此开关元件q1的电压vos1成为对称的波形。由此，能够抑制下冲的产生。
像这样，即使在将第一驱动控制电路以及第二驱动控制电路(微型计算机11的控制)设为图5所示的结构的情况下，也能够使开关元件q1～q4的漏极-源极间电压vds1～vds4的上升以及下降变缓。其结果，能够消除在开关元件q1～q4的切换时产生的过冲、下冲，能够降低噪声。此外，能够将电力变换装置高频化从而实现无源部件的小型化。进而，通过形成谐振电路，从而能够抑制特定的高次谐波。
《第四实施方式》
图7是示出第四实施方式涉及的开关调整电路1a、1b、1c、1d的结构的电路图。
开关调整电路1a与第三实施方式的不同点在于，将第三实施方式涉及的各开关调整电路1a、1b、1c、1d的两个电容器分别代替为开关元件。在开关调整电路1a中，开关元件q12、q13为si-fet，其栅极与源极被直连。因此，开关元件q12、q13始终保持断开状态。开关元件q12、q13具有输出电容co2、co3，用输出电容co2、co3代替第三实施方式的电容器c12、c14。
开关元件q12相当于本发明涉及的“第四半导体开关”，开关元件q13相当于本发明涉及的“第五半导体开关”。
像这样，通过将电容器c12、c14全部用开关元件q12、q13的输出电容co2、co3来代替，从而无需芯片电容器，能够小型化。即，至少能够将开关元件q12、q13以及二极管d12、d13集成化在一个芯片，因此能够抑制尺寸的大型化、成本的增大。关于开关调整电路1b、1c、1d的结构以及作用，也与开关调整电路1a相同。
另外，本实施方式中的电压vds波形与图6大致相同。此外，也可以用开关元件来代替其他实施方式中的电容器c12、电容器c14。
《第五实施方式》
第五实施方式涉及的电力变换装置与第一～第四实施方式的不同点在于，在轻负载的情况下不使开关调整电路发挥功能。
图8是示出第五实施方式涉及的开关调整电路1a、1b、1c、1d的结构的电路图。
开关调整电路1a具备开关元件q15。开关元件q15例如是si-fet，设置在对开关元件q1的源极和开关元件q11的源极进行连接的线路中途。开关元件q15在通常动作中始终为接通状态，但是在轻负载的情况下，检测输入电流，或者从二次侧得到负载电流值，从而由微型计算机判别成为轻负载状态。然后，开关元件q15被关断。开关元件q15被关断，从而在电容器c12不流过电流。因此，在轻负载时，开关调整电路1a(第一电容追加电路)不动作。关于开关调整电路1b、1c、1d的结构以及作用，也与开关调整电路1a相同。
开关元件q15、q25、q35、q45相当于本发明涉及的“切断部”。这些开关元件q15、q25、q35、q45也可以设置在其他实施方式的开关调整电路。
《第六实施方式》
第六实施方式涉及的电力变换装置作为并网逆变器进行应用，与第一～第五实施方式的不同点在于，根据负载的轻重，对开关元件q1和开关元件q2的死区时间进行调整。
图9是第六实施方式涉及的电力变换装置的电路图。与图1的不同点在于：未使用llc转换器而使用了全桥电路；未使用变压器；以及二次侧输出不是直流电压，而成为商用交流电压。
图10是示出本实施方式涉及的电力变换装置的各部分的状态以及电压的变化的波形图。该图是与在第三实施方式中图6所示的图对应的图。
因为本实施方式的电力变换装置是逆变器，所以负载电流成为正弦波状。在该负载电流的零交叉点附近，电流少，因此如在图10中用斜率ss示出的例子那样，vds的上升速度慢。另一方面，在峰附近，电流多，因此如在图10中用斜率sf所示的那样，vds上升的速度快。
在vds的上升速度慢的情况下，若死区时间不长，则vds的波形不会钝化。相反，在vds的上升速度快的情况下，若死区时间不短，则即便由使开关元件q11多次接通断开的最后的接通造成的谐振结束，仍会剩余死区时间，存在在vds下降时会断开的情况，在该情况下，损耗会增加。
因此，在本实施方式中，不仅调整q1和q2的死区时间期间，还调整q11的接通时间。
开关元件q1～q4的死区时间期间中的各个端子间电压vds1～vds4的变化率彼此大不相同，最佳的死区时间期间分别不同，因此在检测负载电流值的同时适当地调节死区时间期间。由此，能够与负载的轻重无关地始终以高效率进行驱动。
关于死区时间期间的调整，例如可以像“重负载”、“通常负载”、“轻负载”那样分为三个阶段来进行，也可以始终在检测负载电流值的同时使其连续地变化。
《第七实施方式》
第七实施方式涉及的电力变换装置构成为，根据负载的轻重对在第六实施方式中图9所示的开关调整电路1a～1d的死区时间进行调整。
图11是本实施方式的电力变换装置的负载电流的波形图。因为本实施方式的电力变换装置是逆变器，所以负载电流成为正弦波状。像在图11表示的那样，在零交叉点附近和峰值附近，负载电流大不相同。
因此，分别设置于开关调整电路1a、1b、1c、1d内的电容器c12、c22、c32、c42被充电的电荷量产生大的差异。如果其在再生期间中未被全部再生，则会产生损耗，因此在本实施方式中构成为，通过调整开关元件q11、q21、q31、q41的接通时间，从而调整被充电至电容器c12、c22、c32、c42的电荷量。由此，能够进一步以最佳效率进行驱动。
关于开关元件q11、q21、q31、q41的接通时间的调整，例如可以像“重负载”、“通常负载”、“轻负载”那样分为三个阶段来进行，也可以始终在检测负载电流值的同时使其连续地变化。
附图标记说明
c12、c14：电容器；
c22、c32、c42：电容器；
co：平滑电容器；
co1、co2、co3：输出电容；
cr：谐振用电容器；
d1、d2、d3、d4：二极管；
d11、d12、d13、d21：二极管；
db：二极管桥；
in1、in2：输入部；
l1：电感器；
lr：谐振用电感器；
n1：一次绕组；
n2：二次绕组；
out1、out2：输出部；
q1、q2、q3、q4：开关元件；
q11、q12、q14：开关元件；
q21、q31、q41：开关元件；
q15、q25、q35、q45：开关元件；
ri、ro：电流检测用电阻；
t：变压器；
1a、1b、1c、1d：开关调整电路；
11：微型计算机；
12：驱动器；
13、14：电流检测部；
101：电力变换装置。