开关电源及其音频噪声抑制方法与流程

本发明涉及电源设计领域，特别涉及一种开关电源及其音频噪声抑制方法。

背景技术：

开关电源变换器是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源变换器一般由脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，简称PWM)控制电路、储能元件(例如电感)和开关管构成。移动终端中会用到大量的开关电源变换器，给其内部的各个模块如中央处理器(Central Processing Unit，简称CPU)、客户识别模块(Subscriber Identification Module，简称SIM)卡、射频功率放大器等，提供稳定电源。

开关电源变换器(以下简称开关电源)在负载电流比较大的时候，一般工作于连续导通模式(Continuous Conduction Mode，简称CCM)，此时开关电源的开关频率比较高，通常为几百kHz到几MHz。但是当负载电流比较小或者是没有负载电流的时候，为了降低损耗，提高效率，开关电源一般都会降低工作频率，进入非连续导通模式(Discontinuous Conduction Mode，简称DCM)。在DCM下，一般负载电流越小，工作频率越低。当工作频率落入音频范围(20Hz-20kHz)，会产生音频噪声，此噪声影响客户体验的同时也对移动终端的通讯产生了干扰，是不可接受的。

在现有技术中，专利文献CN201510585928.5公开了一种“用于在不连续传导模式中操作的开关模式调节器的声频静带系统和方法”，具体而言，此方案对开关电源工作在DCM下的工作频率进行监测，如果所述开关电源的工作频率比较低，低到落入音频范围，则使用主开关管对所述开关电源的输出端进行放电，使得所述开关电源所输出的输出电压快速降低，以快速进入下一个开关周期，可以使所述开关频率提高，脱离音频范围。由于上述放电过程采用的是所述开关电源中的主开关管，那么原有的针对所述主开关管的控制策略需要被变更，并且变得更加复杂。此外，如果在开启所述主开关管对开关电源的输出端放电的时间段内，所述开关电源的负载突然加大，则电路的瞬态响应会变差。

因此，现有技术中针对开关电源中的音频噪声的抑制方案使得开关电源的瞬态响应变差，并且控制策略较为复杂。

技术实现要素：

本发明解决的一个技术问题是如何在不影响开关电源瞬态响应并且不增加控制策略复杂度的同时，对开关电源中的音频噪声进行抑制。

为解决上述技术问题，本发明实施例提供一种开关电源的音频噪声抑制方法，所述开关电源包括主开关和同步开关，所述主开关和同步开关受控导通或关断，以使所述开关电源的输出端输出有输出电压，所述开关电源具有开关周期，所述开关周期包括对所述输出端充电的充电周期和对所述输出端放电的放电周期；所述音频噪声抑制方法包括：当所述开关电源工作在非连续导通模式时，对所述放电周期进行计时；当所述放电周期超过预设阈值时，使用独立于所述主开关和同步开关的放电电路对所述开关电源的输出端放电，所述预设阈值小于50μs；当所述输出电压小于下阈值时，停止对所述开关电源的输出端放电。

可选地，所述开关电源还包括与所述主开关和同步开关分别耦接的电感，在每一个所述开关周期中，流经所述电感上的电感电流从零开始上升，而后下降为零，最后维持为零至所述开关周期结束；所述放电周期从所述电感电流下降为零的时刻起，至所述开关周期结束的时刻止。

可选地，所述充电周期从所述电感电流从零开始上升的时刻起，至下降为零的时刻止。

可选地，所述输出电压配置为向负载供电，所述开关周期随着所述负载的减小而增加。

可选地，所述当所述开关电源工作在非连续导通模式时，对所述放电周期进行计时之前还包括：当所述输出电压大于上阈值时，控制所述开关电源开始工作在所述非连续导通模式，所述上阈值大于所述下阈值。

为解决上述技术问题，本发明实施例还提供一种开关电源，包括主开关和同步开关，所述主开关和同步开关受控导通或关断，以使所述开关电源的输出端输出有输出电压，所述开关电源具有开关周期，所述开关周期包括对所述输出端充电的充电周期和对所述输出端放电的放电周期；所述开关电源还包括：计时单元，配置为当所述开关电源工作在非连续导通模式时，对所述放电周期进行计时；独立于所述主开关和同步开关的放电电路，分别耦接所述计时单元和所述开关电源的输出端，当所述计时单元检测到所述放电周期超过预设阈值时，所述放电电路对所述开关电源的输出端放电，所述预设阈值小于50μs；电压检测单元，耦接所述计时单元，配置为检测所述输出电压以输出检测结果，当所述检测结果指示所述输出电压小于下阈值时，所述放电电路停止对所述开关电源的输出端放电。

可选地，所述放电电路包括：放电开关，其控制端耦接所述计时单元，其第一端耦接所述开关电源的输出端，其第二端耦接参考端，当所述计时单元检测到所述放电周期超过所述预设阈值时，所述放电开关受控导通，当所述电压检测单元输出的检测结果指示所述输出电压小于下阈值时，所述放电开关受控关断。

可选地，所述放电电路还包括：电阻，所述放电开关的第一端经由所述电阻耦接所述开关电源的输出端，或者，所述放电开关的第二端经由所述电阻耦接所述参考端。

可选地，所述输出电压配置为向负载供电，所述开关周期随着所述负载的减小而增加。

可选地，所述开关电源还包括：与所述主开关和同步开关分别耦接的电感，在每一个所述开关周期中，流经所述电感上的电感电流从零开始上升，而后下降为零，最后维持为零至所述开关周期结束；所述放电周期为从所述电感电流下降为零的时刻起，至所述开关周期结束的时刻止。

可选地，所述充电周期为从所述电感电流从零开始上升的时刻起，至下降为零的时刻止。

可选地，所述开关电源还包括：控制单元，耦接所述电压检测单元，当所述电压检测单元输出的检测结果指示所述输出电压大于上阈值时，所述控制单元控制所述开关电源开始工作在所述非连续导通模式，所述上阈值大于所述下阈值。

可选地，所述控制单元配置为当所述检测结果指示所述输出电压小于所述下阈值时，通过控制所述主开关和/或同步开关的开关状态，控制所述开关周期进入下一周期。

可选地，所述开关电源还包括：驱动电路，耦接所述控制单元，配置为在所述控制单元的控制下，生成用于控制所述主开关和/或同步开关的开关状态的开关信号。

可选地，所述开关电源为直流-直流升压电路、直流-直流降压电路或直流-直流升降压电路。

与现有技术相比，本发明实施例的技术方案具有以下有益效果：

本发明实施例提供一种开关电源的音频噪声抑制方法，所述开关电源包括主开关和同步开关，所述主开关和同步开关受控导通或关断，以使所述开关电源的输出端输出有输出电压，所述开关电源具有开关周期，所述开关周期包括对所述输出端充电的充电周期和对所述输出端放电的放电周期；所述音频噪声抑制方法包括：当所述开关电源工作在非连续导通模式时，对所述放电周期进行计时；当所述放电周期超过预设阈值时，使用独立于所述主开关和同步开关的放电电路对所述开关电源的输出端放电，所述预设阈值小于50μs；当所述输出电压小于下阈值时，停止对所述开关电源的输出端放电，至此，所述开关周期结束。通过对所述开关电源的输出端放电，可以缩短所述放电周期，进而缩短所述开关周期，以使得所述开关电源的工作频率升高至脱离音频范围，从而达到抑制音频噪声的目的。此外，在本发明实施例中，由于所述放电电路独立于所述主开关和同步开关，在所述放电电路对所述开关电源的输出端放电时，所述主开关和同步开关的开关状态不受影响，因此，相比于专利文献CN201510585928.5的方案，本发明实施例在抑制音频噪声时不影响开关电源的瞬态响应，并可以维持原有的对所述主开关和同步开关的控制策略，未增加控制策略复杂度。

进一步而言，所述开关电源可以为直流-直流升压电路、直流-直流降压电路或直流-直流升降压电路。也就是说，本发明实施例的音频噪声抑制方法可以适用于多种类型的开关电源，具有普适性。

附图说明

图1是现有技术中的一种开关电源的示意性结构框图。

图2是图1所示的开关电源在非连续导通模式下的工作信号波形示意图。

图3是本发明实施例一种开关电源的音频噪声抑制方法的流程图。

图4是本发明实施例一种开关电源的示意性结构框图。

图5是图4所示的开关电源在非连续导通模式下的工作信号波形示意图。

具体实施方式

如背景技术部分所述，现有技术中，专利文献CN201510585928.5所公开的开关电源的音频噪声的抑制方案使得开关电源的瞬态响应变差，并且控制策略较为复杂。

首先，针对上述技术问题，本申请发明人结合图1和图2对现有的开关电源的工作原理进行了分析。

参照图1，图1示出的开关电源100以直流-直流升压电路(也称Boost电路)作为一个非限制性示例进行说明。所述开关电源100可以包括主开关MOS管MN和同步开关MOS管MP、分别耦接所述主开关MOS管MN和同步开关MOS管MP的电感L、驱动电路10、控制单元20、负载电容CL和负载电阻RL。其中，所述控制单元20控制所述驱动电路10产生控制信号LSG和HSG，以控制所述主开关MOS管MN和同步开关MOS管MP导通或关断，以使所述开关电源100的输出端输出有输出电压VOUT，所述输出电压VOUT大于所述开关电源的输入电压VIN，以形成Boost电路。

一并参照图1和图2，所述开关电源100具有开关周期，所述开关周期包括对所述输出端充电的充电周期和对所述输出端放电的放电周期。当所述负载电阻RL较大时，所述开关电源100工作在连续导通模式(Continuous Conduction Mode，简称CCM)下。在每一个所述开关周期内，流经所述电感L的电流IL从不会为零，或者说所述电感L从不“复位”，意味着在所述开关周期内，所述电感的磁通从不回到零，所述同步开关MOS管MP关断时，流经所述电感L的电流IL始终保持大于零。

当负载电阻RL较小时，所述开关电源100工作在非连续导通模式(Discontinuous Conduction Mode，简称DCM)下。当所述开关电源100工作在DCM下时，每一个所述开关周期的大小等于t1+t2。其中，t1定义了以下过程：在所述控制信号LSG和HSG的控制下，所述主开关MOS管MN导通，所述同步开关MOS管MP关断，所述输入电压VIN经由所述电感L形成对地通路，所述电感L储能，流经其上的电流IL上升，而后，所述主开关MOS管MN受控关断的同时，所述同步开关MOS管MP受控导通，所述电感L将储存的电能传输至所述开关电源100的输出端为其充电，所述输出电压升高，直至流经所述电感L的电流IL降为零，意味着所述电感L被适当地“复位”，所述同步开关MOS管MP关断时，流经所述电感L的电流IL为零，一般而言，所述t1较小，约为1至2μs；所述t2定义了以下过程：流经所述电感L的电流IL保持为零，流经所述负载电阻RL的电流对所述负载电容CL放电，直到所述输出电压VOUT下降到下阈值，所述开关电源100在所述控制单元20的控制下开启一个新的开关周期，循环往复。

其次，针对以上所述的技术问题，本发明实施例提出了一种开关电源的音频噪声抑制方法，当所述开关电源工作在非连续导通模式时，对所述放电周期进行计时，当所述放电周期超过预设阈值时，使用独立于所述主开关和同步开关的放电电路对所述开关电源的输出端放电，所述预设阈值小于50μs，当所述输出电压小于下阈值时，停止对所述开关电源的输出端放电，可以缩短所述开关周期，以达到抑制音频噪声的目的，此外，在抑制音频噪声时不影响开关电源的瞬态响应，未增加控制策略复杂度。

为使本发明的上述目的、特征和有益效果能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施例做详细的说明。

一并参照图3、图4和图5，本发明实施例公开了一种开关电源200的音频噪声抑制方法，其中，所述开关电源200包括主开关MN和同步开关MP，所述主开关MN和同步开关MP受控导通或关断，以使所述开关电源200的输出端输出有输出电压VOUT，所述开关电源200具有开关周期，所述开关周期包括对所述输出端充电的充电周期和对所述输出端放电的放电周期。

在图4所示的开关周期中，所述充电周期为t1，所述放电周期为t2。具体地，所述开关电源200还可以包括与所述主开关MN和同步开关MP分别耦接的电感L，在每一个所述开关周期中，流经所述电感L上的电感电流IL从零开始上升，而后下降为零，最后维持为零至所述开关周期结束。所述输出端的放电周期t2从所述电感电流IL下降为零的时刻起，至所述开关周期结束的时刻止；所述输出端的充电周期t1从所述电感电流IL从零开始上升的时刻起，至下降为零的时刻止。

关于所述充电周期t1和所述放电周期t2的更多信息可参照前文的相关描述，此处不再赘述。此外，更确切而言，由于所述输出电压VOUT在所述充电周期t1内先下降后上升，在所述放电周期t2内下降，因此，所述充电周期t1包括但不限定于所述电感L对所述输出端充电的过程，所述放电周期t2包括所述输出端对负载电容CL(参见图4)放电的部分过程。

图3所示的所述音频噪声抑制方法可以包括依次执行的以下步骤：

步骤S101，当所述开关电源200工作在非连续导通模式时，对所述放电周期t2进行计时；

步骤S102，判断所述放电周期t2是否超过预设阈值，所述预设阈值小于50μs，若否，则继续执行所述步骤S101，若是，则执行步骤S103；

所述步骤S103，使用独立于所述主开关MN和同步开关MP的放电电路20对所述开关电源200的输出端放电；

步骤S104，判断所述输出电压VOUT是否小于下阈值，若否，则继续执行所述步骤S103，若是，则执行步骤S105；

所述步骤S105，停止对所述开关电源200的输出端放电。

其中，放电电路20独立于主开关MN和同步开关MP指的是：所述放电电路20并不包含主开关MN和同步开关MP，也即，所述主开关MN和同步开关MP并不参与所述放电电路20的放电过程。

需要说明的是，图4示出的开关电源200是一种Boost电路，但不限于此，所述开关电源还可以为直流-直流降压电路(也称Buck电路)或直流-直流升降压电路(也称Buck-Boost电路)。也就是说，本发明实施例的音频噪声抑制方法可以适用于多种类型的开关电源，具有普适性。

本发明实施例通过对所述开关电源200工作在DCM下的放电周期t2进行监测，如果所述开关电源200的放电周期t2低于所述预设阈值所述预设阈值高于50μs，50μs对应于音频信号的频率的最大值20kHz，例如所述预设阈值可以为40μs，则说明所述开关电源200的工作频率有很大可能落入音频范围，一旦检测到这种情况，本实施例则采用所述放电电路20对所述开关电源200的输出端进行放电，使得所述输出电压VOUT快速降低，直至所述输出电压VOUT小于所述下阈值，所述开关周期结束，通过缩短所述放电周期t2，而缩短所述开关周期，使得所述开关电源200的工作频率脱离音频范围，以达到抑制音频噪声的目的。

此外，在本发明实施例中，由于所述放电电路20独立于所述主开关MN和同步开关MP，在所述放电电路20对所述开关电源200的输出端放电时，所述主开关MN和同步开关MP的开关状态不受影响，因此，相比于专利文献CN201510585928.5的方案，本发明实施例在抑制音频噪声时不影响所述开关电源200的瞬态响应，并可以维持原有的对所述主开关MN和同步开关MP的控制策略，未增加控制策略的复杂度。

在具体实施中，所述主开关MN可以为图3所示出的NMOS管，也可以为三极管等开关器件；所述同步开关MP可以为图4所示出的PMOS管，也可以为NMOS管、三极管或二极管等开关器件，本实施例不进行特殊限制，只要根据不同的主开关MN和同步开关MP进行不同的控制策略进行调整即可。

优选地，所述主开关和所述同步开关为MOS管，可以使得所述开关电源200具有较高的集成度和较低的功率损耗。

在具体实施中，对所述放电周期t2进行计时可以采用计数器对较高频率的时钟信号的上升沿或者下降沿进行计数，根据计数值和所述时钟信号的周期计算得到所述放电周期t2是否达到所述预设阈值，如40μs；还可以采用定时器，可以将所述定时器的目标值设为所述预设阈值，如40μs，当定时时间到时，判断所述放电周期t2是否已经结束，来进一步判断所述放电周期t2的大小。

在具体实施中，可以在所述充电周期t1结束时，开始对所述放电周期t2进行计时。进一步地，可以对所述电感电流IL的大小进行判断，所述电感电流IL下降为零的时刻即为所述放电周期t2的起始时刻。

在具体实施中，所述输出电压VOUT配置为向负载RL供电，所述开关周期随着所述负载RL的减小而增加。

在具体实施中，所述步骤S101之前还可以增加以下步骤：

当所述输出电压VOUT大于上阈值时，代表着所述开关电源200的负载RL降低，无需消耗过多的所述输出端的电能，使得所述输出电压VOUT上升，此时，为了提高所述开关电源200的效率，控制所述开关电源200开始工作在所述非连续导通模式，所述上阈值大于所述下阈值。

关于所述开关电源200的更多信息请参照前文结合图1和图2对所述开关电压100的相关描述，此处不再赘述。

继续参照图4和图5，本发明实施例还公开了一种开关电源200，包括主开关MN和同步开关MP，所述主开关MN和同步开关MP受控导通或关断，以使所述开关电源200的输出端输出有输出电压VOUT，所述开关电源200具有开关周期，所述开关周期包括对所述输出端充电的充电周期t1和对所述输出端放电的放电周期t2。

进一步而言，图4示出的开关电源200是一种Boost电路。在本实施例中，所述开关电源200可以包括所述主开关MN和同步开关MP、电感L、负载电容CL、负载RL和驱动电路50。其中，所述开关电源200的输入端耦接所述电感L的第一端并接收输入电压VIN，所述电感L的第二端耦接所述主开关MN的第一端和所述同步开关的第一端，所述主开关MN的第二端耦接参考端，所述同步开关MP的第二端耦接所述开关电源200的输出端，并输出所述输出电压VOUT；所述负载电容CL和负载RL并联于所述开关电源200的输出端和所述参考端之间，所述参考端可以为地；所述驱动电路50耦接所述主开关MN和同步开关MP的控制端，以控制所述主开关MN和同步开关MP的开关状态。在本实施例中，所述开关电源200还可以包括计时单元10、独立于所述主开关MN和同步开关MP的放电电路20和电压检测单元30。

其中，所述计时单元10配置为当所述开关电源200工作在非连续导通模式时，对所述放电周期t2进行计时。

所述放电电路20分别耦接所述计时单元10和所述开关电源200的输出端，当所述计时单元10检测到所述放电周期t2超过预设阈值时，所述放电电路20对所述开关电源200的输出端放电，所述预设阈值小于50μs。

所述电压检测单元30耦接所述计时单元10，配置为检测所述输出电压VOUT以输出检测结果，当所述检测结果指示所述输出电压VOUT小于下阈值时，所述放电电路20停止对所述开关电源200的输出端放电。

在具体实施中，所述放电电路20可以包括放电开关M1，其控制端耦接所述计时单元10，其第一端耦接所述开关电源200的输出端，其第二端耦接参考端，当所述计时单元10检测到所述放电周期t2超过所述预设阈值时，所述放电开关M1受控导通，当所述电压检测单元30输出的检测结果指示所述输出电压VOUT小于下阈值时，所述放电开关M1受控关断。

需要说明的是，所述放电开关可以为MOS管、三极管等半导体开关器件，也可以为任何其他开关器件或开关芯片，本实施例不进行特殊限制。优选地，本实施例中的所述放电开关M1为NMOS管，使得所述放电电路20具有更好的集成度，且便于控制。

进一步而言，在具体实施中，所述放电电路20还可以包括电阻R1，所述放电开关M1的第一端经由所述电阻R1耦接所述开关电源200的输出端，或者，所述放电开关M1的第二端经由所述电阻R1耦接所述参考端。

需要说明的是，所述参考端可以为地，也即电压为零的端口，但不限于此，所述参考端也可以为地以外的端口。优选地，本实施例中参考端为地。

在具体实施中，当所述计时单元10检测到所述放电周期t2超过所述预设阈值时，可以产生放电控制信号Discharge，例如，放电控制信号Discharge为逻辑高电平，控制所述放电开关M1导通，此时，对开关电源200的输出端的放电电流(或称下拉电流)增加，可以使得所述输出端电压VOUT在短时间内下降，直到所述电压检测单元30输出的检测结果指示所述输出电压VOUT下降到小于下阈值时，所述计时单元10可以所述检测结果生成为逻辑低电平的所述放电控制信号Discharge，控制所述放电开关M1关断，所述放电电路20停止对所述开关电源200的输出端放电。

在具体实施中，所述开关电源200还可以包括：控制单元40，所述控制单元40配置为当所述检测结果指示所述输出电压VOUT小于所述下阈值时，通过控制所述主开关MN和/或同步开关MP的开关状态，控制所述开关周期进入下一周期。

在具体实施中，所述输出电压VOUT配置为向所述负载RL供电，所述开关周期随着所述负载RL的减小而增加。

在每一个所述开关周期中，流经所述电感L上的电感电流IL从零开始上升，而后下降为零，最后维持为零至所述开关周期结束。

所述放电周期t2为从所述电感电流IL下降为零的时刻起，至所述开关周期结束的时刻止。

所述充电周期t1为从所述电感电流IL从零开始上升的时刻起，至下降为零的时刻止。

在具体实施中，所述控制单元40耦接所述电压检测单元30，当所述电压检测单元30输出的检测结果指示所述输出电压VOUT大于上阈值时，所述控制单元40控制所述开关电源200开始工作在所述非连续导通模式，所述上阈值大于所述下阈值。其中，所述控制单元40可以为单片机、可编程逻辑器件(Programmable Logic Device，简称PLD)等任何控制部件。

在具体实施中，所述驱动电路50配置为在所述控制单元40的控制下，生成用于控制所述主开关MN和/或同步开关MP的开关状态的开关信号。所述开关信号包括用于控制所述主开关MN的控制信号LSG和用于控制所述同步开关MP的控制信号HSG。具体地，可以通过控制所述控制信号LSG和HSG在所述开关周期中的占空比控制所述开关电源200的工作状态。

优选地，当所述开关电源200应用于移动终端时，所述主开关MN、同步开关MP、计时单元10、放电电路20、电压检测单元30、控制单元40以及驱动电路50可以集成于同一块芯片中，但不限于此。所述开关电源200所包含的各个电路部件也可以承载于印制电路板(PCB)上。

关于所述开关电源200、所述充电周期t1和所述放电周期t2的更多信息请参照前文的相关描述，此处不再赘述。

如前文所述，所述开关电源200可以为直流-直流升压电路、直流-直流降压电路或直流-直流升降压电路。以上介绍了当所述开关电源200为直流-直流升压电路的情况。当所述开关电源200为直流-直流降压电路，所述开关电源200的电路拓扑与其为直流-直流升压电路的电路拓扑基本相同，只是电路中的电感、主开关和同步开关的耦接方式略有区别。

在所述直流-直流升压电路中，其输出电压小于其输入电压，但是，当其处于非连续导通模式下时，与直流-直流升压电路类似，其工作频率也可能进入音频范围，其工作周期同样可以包括上述充电周期和放电周期，因此，本发明实施例也可以应用于直流-直流降压电路中；同理，本发明实施例也可以应用于直流-直流升降压电路中，此处不再赘述。

虽然本发明披露如上，但本发明并非限定于此。任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，均可作各种更动与修改，因此本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。