一种零电压零电流转换PWM斩波电路的改进调制电路的制作方法

本发明涉及电力电子技术领域，具体为一种零电压零电流转换PWM斩波电路的改进调制电路。

背景技术：

现代电力电子开关，如：MOSFET功率管，当其工作频率达到几十到一百千赫兹时，开关管在导通或关断的过程会产生较大的开关损耗，增大了电路损耗，影响能量转换，干扰其他电子设备的正常使用，并加快电子器件老化速度缩短其使用寿命。这种类型的开关就是硬开关，而软开关技术的引入可以减小开关管开通或关断过程产生的开关损耗，提高电路工作效率，该技术具有方便、快捷、轻巧的优点。尤其在高频化、高电压、大功率的电力电子场合应用较多。

零转换PWM电路近年来被许多研究者应用，零电流转换PWM可以使电路中的开关管获得较小的电流应力，且开关的定频方式不易改变。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种零电压零电流转换PWM的Boost电路基础上对电路开关管的驱动信号作了一定改进，以解决上述背景技术中提出的问题。

为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：一种零电压零电流转换PWM斩波电路的改进调制电路，包括直流侧电源E₁、主开关管S₁、辅助开关S₂、谐振电感L₁、谐振电感L₂、谐振电感L₃、谐振电容C₁、二极管D₁、二极管D₃、二极管D₄、输出侧电阻R₁和输出电容C₀，所述直流侧电源E₁、谐振电感L₁、谐振电感L₂、二极管D₄、输出电容C₀和输出电阻R₁构成了Boost主电路；所述直流侧电源E₁的正极连接于谐振电感L₂的一端，谐振电感L₂的另一端连接谐振电感L₁的一端和二极管D₃的负极；所述主开关管S₁反并联二极管D₅，辅助开关S₂反并联二极管D₂；所述二极管D₃的正极连接二极管D₂的正极；所述电感L₁的另一端连接于二极管D₄的正极和二极管D₅的负极；所述二极管D₅的负极还连接于二极管D₁的正极，二极管D₁的负极连接于二极管D₂的负极和谐振电容C₁的一端，谐振电容C₁的另一端连接于二极管D₅的正极和谐振电感L₃的一端；谐振电感L₃的另一端连接于直流侧电源E₁的负极；所述二极管D₄的负极串联输出电容C₀并连接于直流侧电源E₁的负极；在输出电容C₀上并联输出侧电阻R₁。

优选的，所述直流侧电源E₁、谐振电感L₁、谐振电感L₂、主开关管S₁和谐振电感L₃串联，二极管D₄的负极与输出电容C₀形成一条支路，输出电容C₀构成的支路并联，主开关管S₁的发射极与谐振电感L₃串联形成一条支路。

优选的，所述二极管D₁和二极管D₃为谐振电路，二极管D₄为Boost电路。

优选的，所述主开关管S₁的发射极连接于二极管D₅的正极，主开关管S₁的集电极连接于二极管D₅的负极。

优选的，所述主开关管S₂的发射极连接于二极管D₂的正极，主开关管S₂的集电极连接于二极管D₂的负极。

该改进调制电路工作过程为：

[t0,t1）：t0时刻，辅助开关S2利用电感电流在换路瞬间不能突变实现零电流开通，t0时刻后，流过辅助开关S2的电流iS2非线性增加，谐振电感L1上的电流iL1线性增大，谐振电感L2上的电流iL2线性降低，谐振电容C1上的电压uC1非线性降低；

[t1,t2）：t1时刻，主开关管S1零电流开通，t1时刻后，流过主开关管S1上的电流iS1线性上升，二极管D4截止，谐振电容C1继续向谐振电感L1、谐振电感L2放电，谐振电感L1上的电流iL1增大，谐振电感L2上的电流iL2减小，谐振电容C1上的电压非线性降低，直到t2时刻谐振电容C1上的电压uC1降为0，流过主开关管S1的电流iS1达到最大值, 谐振电感L2的电流iL2达到谐振最小值；

[t2]：t2时刻，谐振电容C1的谐振电容电压uC1为零，二极管D1导通，谐振电感L1上的电流为iL1；

(t2,t3)：t2时刻后，谐振电感L1开始给谐振电容C1充电，二极管D1与谐振电容C1串联而成的支路总电压为零，主开关管S1上的电流iS1逐渐增大，辅助开关S2上的电流iS2逐渐逐渐减小，而谐振电感L1上的电流不变，谐振电感L2上的电流继续增大，直到t3时刻流过两个谐振电感的电流相等，电路进入下一个工作模态；

[t3,t4)：t3时刻，流过谐振电感L2上的电流iL2等于流过谐振电感L1上的电流iL1，二极管D1和二极管D2截止，则流过辅助开关S2的电流iS2为零，t3时刻后，流过谐振电感L1和谐振电感L2上的电流逐渐增大；

[t4, t5）：t4时刻，流过主开关管S1上的电流iS1达到最大值，流过辅助开关管S2的电流为零，该时刻辅助开关管S2实现零电流关断，主开关管S1关断，t4时刻后，二极管D1导通，谐振电感L1、L2和谐振电容C1谐振，谐振电容C1上的谐振电压uC1逐渐增大，谐振电感L1、L2上的电流以同样的速率下降，直到t5时刻谐振电容C1上的谐振电压uC1达到最大值U0，该过程结束；

[t5, t6）：t5时刻，谐振电容C1上的谐振电压uC1达到谐振峰值，谐振电容C1、直流侧电源给谐振电感L1、谐振电感L2充电，直到t6时刻该模态结束，电路在该过程等效为Boost变换器，电路处于释放能量的过程，电路进入下一工作周期。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：本发明的零电压零电流转换PWM斩波电路的改进调制电路，通过对开关管调制策略进行改进，使主开关管S1实现零电流零电压开通，辅助开关管S2实现零电流零电压关断，降低了电路损耗，提高了电路工作效率。

附图说明

图1为本发明的调制电路图；

图2为本发明的传统调制信号；

图3为本发明的改进调制信号；

图4为本发明的零电压零电流转换PWM Boost电路的等效电路模态图，其中：

(a) [t₀,t₁）阶段等效电路图；

(b) [t₁,t₂）阶段等效电路图；

(c) [t₂]时刻等效电路图；

(d)(t₂,t₃)阶段等效电路图；

(e) [t₃,t₄)阶段等效电路图；

(f) [t₄, t₅）阶段等效电路图；

(g) [t₅, t₆）阶段等效电路图；

图5为本发明的t₂时刻主开关管软开通等效电路图；

图6为本发明的t₃时刻辅助开关管软关断等效电路图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行亲楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

请参阅图1-4，本发明提供一种技术方案：种零电压零电流转换PWM斩波电路的改进调制电路，包括直流侧电源E₁、主开关管S₁、辅助开关S₂、谐振电感L₁、谐振电感L₂、谐振电感L₃、谐振电容C₁、二极管D₁、二极管D₃、二极管D₄、输出侧电阻R₁和输出电容C₀，所述直流侧电源E₁、谐振电感L₁、谐振电感L₂、二极管D₄、输出电容C₀和输出电阻R₁构成了Boost主电路，为分析方便，将电路输入侧的平波电抗L等效为两个大小相等的谐振电感L₁和L₂；谐振电感L₁，谐振电感L₂，谐振电感L₃，谐振电容C₁，带有反并联二极管的辅助开关S₂和两个二极管D₁、二极管D₃构成了辅助电路；所述直流侧电源E₁的正极连接于谐振电感L₂的一端，谐振电感L₂的另一端连接谐振电感L1的一端和二极管D₃的负极；所述主开关管S₁反并联二极管D₅，辅助开关S₂反并联二极管D₂；所述二极管D₃的正极连接二极管D₂的正极；所述电感L1的另一端连接于二极管D₄的正极和二极管D₅的负极；所述二极管D₅的负极还连接于二极管D₁的正极，二极管D₁的负极连接于二极管D₂的负极和谐振电容C₁的一端，谐振电容C₁的另一端连接于二极管D₅的正极和谐振电感L₃的一端；谐振电感L₃的另一端连接于直流侧电源E₁的负极；所述二极管D₄的负极串联输出电容C₀并连接于直流侧电源E₁的负极；在输出电容C₀上并联输出侧电阻R₁；直流侧电源E₁、谐振电感L₁、谐振电感L₂、主开关管S₁和谐振电感L₃串联，二极管D₄的负极与输出电容C₀形成一条支路，输出电容C₀构成的支路并联，主开关管S₁的发射极与谐振电感L₃串联形成一条支路。二极管D₁和二极管D₃为谐振电路，二极管D₄为Boost电路；主开关管S₁的发射极连接于二极管D₅的正极，主开关管S₁的集电极连接于二极管D₅的负极；主开关管S₂的发射极连接于二极管D₂的正极，主开关管S₂的集电极连接于二极管D₂的负极。

（1）电路中的电子器件均为理想化。（2）将电路输入侧的平波电抗L等效为两个电感L₁和L₂， L₁=L₂= L /2，且令谐振电感 L₁和L₂远远大于谐振电感L₃。（3）为了分析方便将谐振电感 L₃忽略不计。（4）在辅助开关管t₀时刻开通以前，谐振电容C₁上的谐振电容电压u_C1达到谐振最大值U₀。

传统调制信号：主开关S₁在t₁时刻开通只能实现零电流开通，而在t₂时刻，主开关管S₁上的电流和电压均为0，主开关管S₁可实现零电流零电压开通；在t₃时刻，辅助开关管S₂的电流和电压为零，应该在该时刻实现辅助开关管S₂的零电流零电压关断。图2为传统调制信号，图中实线箭头分别表示主开关管需要改进的开通时刻和辅助开关管需要改进的关断时刻，虚线箭头表示二者需要改进的方向。

改进调制信号：主开关管S₁在t₁时刻开通，只能实现零电流开通，图3中将主开关管S₁的开通时刻沿着横坐标t向右移动到t₂时刻开通，主开关管S₁在该时刻可实现零电流零电压开通；图2中辅助开关管S₂在t₄时刻关断，在该时刻辅助开关管S₂只能实现零电流关断，图3中将辅助开关管S₂的关断时刻沿着坐标轴向左移动到t₃时刻关断，辅助开关管S₂在该时刻可实现零电流零电压关断。

依据以上改进分析，共包括7个工作模态过程：

第一个模态：t₀时刻，辅助开关管S₂利用电感电流在换路瞬间不能突变实现零电流电流开通，t₀时刻后，流过辅助开关管S₂的电流i_S2非线性增加，谐振电感L₁上的电流i_L1线性增大，谐振电感L₂上的电流i_L2线性降低，谐振电容C₁上的电压u_C1非线性降低；

第二个模态：t₁时刻，主开关管S₁零电流开通，t₁时刻后，流过主开关管S₁上的电流i_S1线性上升，二极管D₄截止，谐振电容C₁继续向谐振电感L₁、L₂放电，谐振电感L₁上的电流i_L1增大，谐振电感L₂上的电流i_L2减小，谐振电容C₁上的电压非线性降低，直到t₂时刻谐振电容C₁上的电压u_C1降为0，流过主开关管S₁的电流i_S1达到最大值, 谐振电感L₂的电流i_L2达到谐振最小值；

第三个模态：t₂时刻，谐振电容C₁的谐振电容电压u_C1为零，二极管D₁导通，谐振电感L₁上的电流为i_L1；

第四个模态：t₂时刻后，谐振电感L₁开始给谐振电容C₁充电，二极管D₁与谐振电容C₁串联而成的支路总电压为零。由A节点KCL定理，流过主开关管S₁上的电流i_S1迅速下降。主开关管S₁上的电流i_S1逐渐增大，辅助开关管S₂上的电流i_S2逐渐逐渐减小，而谐振电感L₁上的电流不变，谐振电感L₂上的电流继续增大，直到t₃时刻流过两个谐振电感的电流相等，电路进入下一个工作模态；

第五个模态：t₃时刻，流过谐振电感L₂上的电流i_L2等于流过谐振电感L₁上的电流i_L1，二极管D₁和二极管D₂截止，则流过辅助开关管S₂的电流i_S2为零，t₃时刻后，流过谐振电感L₁和谐振电感L₂上的电流逐渐增大；

第六个模态：t₄时刻，流过主开关管S₁上的电流i_S1达到最大值，流过辅助开关管S₂的电流为零，该时刻辅助开关管S₂实现零电流关断，主开关管S₁关断，t₄时刻后，二极管D₁导通，谐振电感L₁、L₂和谐振电容C₁谐振，谐振电容C₁上的谐振电压u_C1逐渐增大，谐振电感L₁、L₂上的电流以同样的速率下降，直到t₅时刻谐振电容C₁上的谐振电压u_C1达到最大值U₀，该过程结束；

第七个模态：t₅时刻，谐振电容C₁上的谐振电压u_C1达到谐振峰值，谐振电容C₁、直流侧电源给谐振电感L₁、L₂充电，直到t₆时刻该模态结束。电路在该过程等效为Boost变换器，电路处于释放能量的过程，电路进入下一工作周期。

模态3[t₂]：

如图5所示，t₂时刻，由于谐振电容C₁上的电压u_C1为零，二极管D₁导通，因此，二极管D₁与谐振电容C₁串联而成的支路的总电压为零，并且流过主开关S₁上的电流为0，因此，在该时刻可以实现主开关管S₁的零电流零电压开通。

（2）模态5[t₃,t₄)：

如图6所示，t₃时刻，流过谐振电感L₂上的电流i_L2等于流过谐振电感L₁上的电流i_L1，由KCL定律可得，流过辅助开关管S₂的电流为0，由于t₂至t₃时间段流过谐振电感L₁上的电流为恒值，则辅助开关管S₂两端的电压u_S2为零，因此，在t₃时刻辅助开关管S₂实现零电流零电压关断，t₃时刻以后，电路在该过程等效为Boost储能过程。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，都应涵盖在本发明的保护范围之内。