感应功率传送控制的制作方法

技术领域：
本发明涉及感应功率传送领域。更具体而言，本发明涉及一种用于控制向去耦合拾取器的功率感应传送的方法和电路，该方法和电路使对轨道电流的瞬时扰动最小化。
背景技术：
：在感应功率传送(IPT)系统中，在交变电流功率电源供应的初级导通路径或轨道(功率电源和轨道一起形成IPT系统的初级侧)和与轨道感应地耦合的一个或多个拾取器(形成系统的次级侧)之间感应地传送功率。拾取器包括由至少拾取器线圈和调谐电容器构成的调谐或谐振电路。两个常见拾取器拓扑是其中与拾取器线圈串联地提供调谐电容器的串联调谐拾取器和其中与拾取器线圈并联地提供调谐电容器的并联调谐拾取器。调谐电路通常电耦合到控制电路(通常包括整流器和转换器或调节器)以获得用于向负载供应的所需输出。备选拾取器拓扑称为如例如图1中所示串联-并联调谐LCI(感应器-电容器-感应器)拾取器。用与慢速切换并联调谐拾取器相似的慢速切换(即比IPT轨道的频率少得多的切换频率)去耦合控制方法控制串联-并联调谐LCL拾取器拓扑(下文称为LCL拾取器)。慢速切换拓扑的问题是拾取器在正常功率调节期间汲取的瞬时涌入功率。在多个拾取器系统中，每当接通拾取器时，瞬时功率涌入瞬时地减少轨道电流。这一扰动如果大的话将限制向耦合到轨道的所有其它拾取器的功率流量。以下引用文献描述一种用于使用并联LC调谐拾取器控制器来使这一轨道电流瞬时扰动最小化的控制电路拓扑：Boys,J.T.；Chen,C.I.；Covic,G.A.；"Controllinginrushcurrentsininductivelycoupledpowersystems,"The7thInternationalPowerEngineeringConference,2005,Vol.2,pp.1046-1051,Nov.292005-Dec.22005。然而，不能在使用现有设计方式的LCL拓扑中使用这一简单方式，因为它在开关模式电路中需要用于连续电流导通的大型DC感应器。发明目的因此本发明的一个目的是提供一种克服或缓解现有技术的一个或多个缺点或备选地至少向公众提供有用选择的电路和/或方法。本发明的更多目的将从下文描述中变得清楚。技术实现要素：因而在一个方面，本发明可以广义地视为在于一种用于感应功率传送(IPT)拾取器的控制方法，IPT拾取器包括来自谐振电路的AC输入，AC输入电耦合到二极管桥接器，二极管桥接器适于整流来自AC输入的AC电流并且向DC输入供应DC电流，该方法包括：有选择地分流二极管桥接器的第一二极管以使AC电流在AC电流的正时段期间向谐振电路再循环；并且有选择地分流二极管桥接器的第二二极管以使AC电流在AC电流的负时段期间向谐振电路再循环；其中所述第一二极管和第二二极管的分流与AC电流同步，由此调整AC电流的所述正时段和负时段的预定比例以向DC输出供应DC电流，并且向谐振电路再循环AC电流的所述正时段和负时段的剩余比例。优选地，所述预定比例出现于AC电流的正时段和负时段中的每个时段的开始，其中所述第一二极管或第二二极管分别在AC电流的相应过零之后导通AC电流，并且通过在适当时间分流所述相应第一二极管或第二二极管来再循环正时段或负时段的剩余比例。其中二极管首先导通的这一操作模式在本文中称为模式I。备选地，所述预定比例朝着AC电流的正时段和负时段中的每个时段的结束出现，其中所述第一二极管或第二二极管分别在AC电流的相应过零时被分流以初始地再循环AC电流，然后取消分流相应第一二极管或第二二极管以导通AC电流持续正时段或负时段的预定比例。其中二极管首先被分流的这一操作模式在本文中称为模式II。优选地，所述正时段和负时段的预定比例与所需DC输出成比例，其中该方法还包括以下步骤：感测DC输出并且相应地调整所述预定比例以获得所述所需DC输出。优选地，该方法还包括以下步骤：在接通拾取器时将所述预定比例缓慢地增加至所需比例。优选地，该方法还包括以下步骤：在关断拾取器时将所述预定比例缓慢地减少至零。优选地，通过有选择地闭合与相应所述第一二极管和第二二极管并联地提供的第一开关和第二开关来有选择地控制所述分流。优选地，所述第一开关和第二开关在所述第一二极管或第二二极管分别导通时关断。优选地，谐振电路包括串联-并联调谐LCL(感应器-电容器-感应器)拾取器电路。根据第二方面，本发明可以广义地视为在于一种适于执行根据本发明的第一方面的方法的IPT拾取器控制器。根据第三方面，本发明可以广义地视为在于一种感应功率传送(IPT)拾取器控制器，该IPT拾取器控制器包括：用于从谐振电路接收AC电流的输入；用于向负载供应DC电流的输出；以及控制电路，电耦合输入和输出，控制电路包括二极管桥接器、分流开关和用于有选择地操作所述开关以与AC电流同步地分流所述二极管桥接器的第一二极管和第二二极管的控制装置。优选地，所述控制装置适于使用所述分流开关来有选择地分流所述第一二极管和第二二极管，由此二极管桥接器调整并且向输出供应AC电流的正时段和负时段的相应预定比例，并且向谐振电路再循环AC电流的正时段和负时段的相应剩余比例。优选地，所述分流开关包括两个开关，与相应所述第一二极管和第二二极管并联地提供所述两个开关中的每个开关，其中所述第一二极管和第二二极管具有共同正极。备选地，所述分流开关可以包括具有共同负极的两个开关，与相应第一二极管和第二二极管并联地提供每个开关。优选地，开关包括MOSFET晶体管，其中所述第一二极管和第二二极管包括所述MOSFET晶体管的体二极管。优选地，所述控制装置还包括感测装置，感测装置形成用于感测输出的反馈回路并且调整所述预定比例以获得所需输出。优选地，所述控制装置还包括用于相对于AC电流的过零同步第一二极管和第二二极管的分流的过零检测器。根据第四方面，本发明可以广义地视为在于一种IPT拾取器，该IPT拾取器适于执行根据本发明的第一方面的方法和/或包括根据本发明的第二方面或第三方面的IPT拾取器控制器。优选地，所述谐振电路包括串联-并联调谐LCL(感应器-电容器-感应器)谐振电路。根据第五方面，本发明可以广义地视为在于一种IPT系统，该IPT系统包括至少一个根据本发明的第二方面或第三方面的拾取器控制器和/或至少一个根据本发明的第四方面的IPT拾取器。本发明的应当在所有它的新颖方面中考虑的更多方面将从下文描述中变得清楚。附图说明现在将参照附图通过例子描述本发明的多个实施例，其中：图1是根据现有技术的串联-并联调谐LCL拾取器的电路图；图2是根据本发明的串联-并联调谐LCL拾取器的电路图；图3示出如图2中大体上示出的电路的例子当在第一模式(为模式I)中操作时的仿真波形；图4示出相同例子电路当在第二模式(模式II)中操作时的仿真波形；图5的图形示出相同例子电路当在模式I中操作时针对各种VDC/Voc比值的归一化输出电流相对于开关导通区间；图6的图形示出相同例子电路当在模式II中操作时针对各种VDC/Voc比值的归一化输出电流相对于开关导通区间；图7的图形示出相同例子电路当在模式I中操作时针对各种VDC/Voc比值的归一化反射电抗阻抗相对于开关导通区间；图8的图形示出相同例子电路当在模式II中操作时针对各种VDC/Voc比值的归一化反射电抗阻抗相对于开关导通区间；并且图9示出使用图2的电路并且在半额定负载时在模式I之下操作的根据本发明的例子拾取器电路的实际波形。图10示出使用图2的电路并且在各种负载条件(1/3、2/3和额定负载)之下在模式I中操作的根据本发明的例子拾取器电路的实际波形。图11示出使用图2的电路越过负载范围在模式I中操作的根据本发明的拾取器电路的效率测量。具体实施方式贯穿说明书，相似标号将用来指代不同实施例中的相似特征。本发明提供一种用于串联-并联调谐LCL拾取器的控制方法和/或电路，该方法和/或电路实现整流和功率调节二者。本发明在本文中一般称为“循环电流控制”。它以与其中控制开关以与IPT轨道频率同步地切换的传统SCR控制整流器相似的方式操作。控制占空比以保证实现平滑平均输出功率，从而能够提供在全通与全断状态之间的平滑功率转变或表现为快速切换(即切换频率与IPT轨道频率相似或同步)控制拓扑。首先参照图1中所示现有技术的拾取器，特征阻抗X由下式给出：这里，Cseries用来增加输出电流能力。L3和C3的值被选择使得整流器为了最大输出功率而在连续导通之下操作，并且也被设计用于适应整流器的非线性影响所引入的额外感应，以使L2中的电流最小化。用于LCL网络的慢速切换控制器以与并联调谐电路相似的方式操作，而例外是在并联LC电路中，谐振在开关闭合时缩灭，而在LCL拓扑中，全谐振电流仍然经过C2、L2、C3和整流器循环。LCL网络的向L1上的反射阻抗Zr的实部由下式表达：VDC是如图2中所示电路的调节DC输出电压，并且Voc是拾取器线圈的开路电压。如等式2中所示，回到初级轨道的与拾取器汲取的功率对应的反射阻抗由开关占空比D直接控制。在D的值从1(即图1中的开关S保持闭合)改变成0(即开关S保持关断)或相反时，从功率电源汲取的功率改变。然而在实践中，初级轨道电流也将瞬时地减少并且暂时地影响向相同轨道上的其它拾取器的功率传送。如例如图2中所示提出的循环电流控制电路优选地包括二极管桥接器整流器配置中的四个二极管(D1、D2、D3和D4)，而开关(S1和S2)分别分流第一二极管和第二二极管(D1和D2)，使得闭合开关S1或S2使电流分别在IL3的正时段或负时段期间在AC谐振电路中再循环。然而在实践中，二极管桥接器的分流二极管可以包括形成开关S1和S2的MOSFET晶体管的体二极管。控制电路将AC电流输入耦合到DC输出。在图2中，示出DC输出连接到负载RDC。控制电路也可以如图中所示包括跨接输出/负载的贮存器或平滑电容器CDC。开关S1和S2用来钳位L3中的谐振电流(IL3)的部分。Vg1和Vg2是驱动S1和S2的脉宽调制(PWM)栅极信号并且例如使用过零检测器如下文更具体描述地那样与IL3同步。如这里所用术语“同步的”、“同步”等用来指代相对于AC电流输入仔细地控制切换出现的时间。在AC输入与切换之间的相位角未必与例如AC电流输入的过零同时使得切换在每个周期在精确地相同的时间出现，但是被控制并且如果必要则相对于过零来变化以便调节或以别的方式控制IPT拾取器控制器的输出。对于本领域技术人员而言清楚的是，如果移动两个控制开关以分流整流器的顶部两个二极管而不是底部两个二极管则可以实现相似控制输出。在这一情况下，开关S3和S4可以被操作用于分流D3和D4并且也可以用(如这里讨论的)两个可能控制模式来操作以实现相似结果。在这一配置中，这里讨论的用于S1的栅极驱动信号将用来驱动S4，而用于S2的栅极驱动将用来驱动S3。电路的其它这样的变化或修改是可能的而未脱离本发明的范围。可以用两种方式操作本发明的拾取器控制器电路。第一操作模式用于允许D3或D4分别在IL3的正时段或负时段的开始导通，然后接通S1或S2以钳位IL3的部分以调节输出功率。如先前在本文中提到的那样，这一操作模式称为模式I。第二操作模式用于保持S1或S2在IL3的正时段或负时段的开始导通，然后关断开关以允许向负载传送IL3的部分。如先前在本文中提到的那样，这一操作模式称为模式II。可以使用任何适当控制装置(如比如微控制器和/或逻辑电路)来控制开关S1和S2。控制装置也可以包括感测装置(用于感测拾取器输出电流、电压和/或功率)和反馈回路以允许控制和/或调节拾取器电路输出。因此可以使用各种不同控制装置而未脱离本发明的范围。适当控制装置的实施视为在本领域技术人员的能力内。在图3的波形中图示模式I的操作。如图3中所示，用相位延迟θ1(称为二极管导通区间)控制栅极信号的上升沿并且因此控制Vg1和Vg2的占空比，该相位延迟θ1以IL3的相应负到正过零和正到负过零为参考。在t0，电流IL3已经恰好变正。在第一开关S1处于默认断状态时，二极管D3开始导通。然后经由D3和S2的体二极管D2向负载RDC传送电流IL3持续电流IL3的正时段的预定比例。LCL网络的瞬时输出电压等于+VDC。在其中达到二极管导通区间θ1的t1，S1接通，并且IL3经过S1和S2的体二极管D2循环以停止向负载RDC传送功率持续电流IL3的正时段的剩余比例。取而代之，向谐振电路再循环电流。在t2＝T/2，IL3变负，从而D4导通持续IL3的负时段的预定比例，并且电路包括第一二极管D1即S1的体二极管。在S1的体二极管D1导通之时，可以用零电流关断S1。VLCL的瞬时值＝-VDC。假如维持相位延迟(二极管导通区间)θ1恒定，那么向负载RDC传送的功率在第二(负)半周期中相同。在t3，栅极信号Vg2接通S2以保持IL3经过S2和S1的体二极管D1循环持续IL3的负时段的剩余比例，从而向谐振电路再循环电流。在IL3经过S1的体二极管循环时，栅极信号Vg1可以在T/2与T之间的任何时间关断S1。在这样控制开关S1和S2使得它们与IL3同步时，输出电流(ID3+ID4)是整流斩波(接近)正弦波。通过控制二极管导通区间θ1或等效地控制开关导通区间θ2(这里θ2＝T/2-θ1)，直接地和平滑地控制平均输出电流。θ1可以从0到π变化。在图4中图示模式II操作。它以与模式I很相似的方式、但是用不同切换频率操作。如图4中所示，用开关导通区间θ2控制栅极信号的下降沿并且因此控制Vg1和Vg2的占空比，该开关导通区间θ2以IL3为参考。在电流IL3在t0变正之前，开关S1的体二极管D1已经接通而IL3在负方向上流动。因此，在IL3的负时段期间接通S1将造成零电流/零电压切换。在t0，IL3变正。在S1接通时，迫使IL3经过S1和第二二极管D2即S2的体二极管向谐振电路再循环。未向负载RDC传送功率持续IL3的正时段的这一比例(等效于模式I的操作中的正时段的“剩余比例”)。在其中达到开关导通区间θ2的t1，S1关断，并且IL3经过D3和S2的体二极管D2循环以向负载传送功率持续电流IL3的正时段的预定比例。在这一比例期间，瞬时LCL输出电压VLCL是+VDC。在t0到T/2之间的任何时间，Vg2可以如同S1用零电流/零电压切换接通S2。在t2＝T/2，IL3变负，从而D3柔和地关断并且IL3经过S2并且经过S1的体二极管向谐振电路再循环。在t3，栅极信号Vg2关断S2以允许IL3经过D4向负载传送功率持续IL3的负时段的预定比例。LCL输出电压VLCL的瞬时值是-VDC。在维持开关导通区间θ2和二极管导通区间θ1恒定时，在每个半周期中向输出传送的电流相同。通过与IL3同步地控制两个开关S1和S2的开关导通区间θ2，直接地和平滑地控制输出功率。这与传统慢速切换控制拓扑比较提供用于用可变相互耦合调节输出功率的能力。本发明也通过从零功率到全功率斜升和斜降占空比来允许在慢速切换应用中的LCL拾取器的全通与全断状态之间的平滑转变，由此使轨道电流瞬时扰动最小化。推导用于相对于二极管导通区间θ1或开关导通区间θ2描述DC输出电流的理论表达式不切实际。取而代之，下文呈现数值解决方案。用各种VDC/Voc比值对用于两个建议操作模式的循环电流控制器仿真。针对模式I的操作在图5中示出针对不同VDC/Voc比值的归一化输出电流。这里，Idc_max是LCL拾取器的理想最大输出电流并且由下式给出：图5中所示SPICE仿真结果证实在输出电流与开关导通区间θ2之间的关系未受VDC/Voc影响。这归因于LCL网络的输出电流源特性。LCL网络的理想输出DC电流是具有零开关导通区间的整流正弦波。在整流器向输出电流中引入谐波时，这使输出电流从理想正弦波略微地失真。因此，在开关导通区间为零时，归一化最大输出电流约为0.95而不是1。在从0°到180°控制开关导通区间θ2时，可以根据图5中所示关系精确地控制和调节输出功率。图5(和后续图)中所示仿真结果是针对如图2中大体上示出的根据本发明的电路的具体例子。对于不同LCL设计(即不同感应和电容值)，输出电流和反射阻抗的分布图将不同。在图6中示出模式II的操作中的针对各种VDC/Voc比值的归一化输出电流的仿真结果。与模式I相似，相对于开关导通区间θ2的归一化DC输出电流对于各种VDC/Voc比值而言相同。然而在输出DC电流与开关导通区间θ2之间的关系完全不同。在0°到20°之间，输出DC电流随着开关导通区间增加而增加而不是如在模式I中那样减少。在20°到180°之间，DC电流随着开关导通区间增加而下降。与模式I比较，DC电流的衰减对于模式II的操作而言缓慢得多。据信这是由开关动作引入的额外电流谐波引起的。利用模式I的操作，引入的谐波经过开关和L3循环而不是向负载循环。因此，在0°到20°的开关导通区间之间，在IL3中引入电流谐波时，所得输出电流比在开关全断时更大，并且在这两个操作之间观测到不同总输出电流性能。在拾取器开关导通区间θ2从0°到180°变化时，控制输出功率，但是LCLAC基频输出电压的相位也相对于IL3变化。这针对两个操作模式向LCL网络中引入额外Var负载。这一Var负载向初级轨道中反射回从而使功率电源略微失调谐。分别针对操作模式I和模式II在图7和8中示出针对各种VDC/Voc比值的归一化反射电抗阻抗的仿真结果。在模式I的操作(如图7中所示)中，反射阻抗针对不同开关导通区间在感应与电容负载之间摆动。当在0°与135°之间维持开关导通区间θ1时，初级轨道经历的反射负载为感应，这略微地增加轨道感应。这之所以发生是因为VLCL的相位超前于IL3。在VLCL与IL3之间的相位差增加时，反射感应负载保持增加。反射感应负载的这一增加逐渐地减缓直至开关导通区间θ2达到其中它开始减少的约90°。这是因为VLCL的量值保持随着开关导通区间θ2增加而减少。因此，在VLCL与IL3之间的相位差增加变成更少主导。当开关导通区间θ2在135°与180°之间变化时，向初级的反射阻抗为电容，这略微地减少轨道感应。这是因为L3和C3的组合阻抗通常少于X以适应整流器引入的感应。回到轨道的反射阻抗量与VDC/Voc比值成比例。不同于模式I的操作，在模式II的操作期间的反射阻抗如图8中所示为纯电容。这归因于在VLCL与IL3之间的相位以与模式I相反的方式(即这里在模式II中，VLCL滞后于IL3)。最大反射电抗阻抗出现于90°的相同导通区间，并且它如它在模式I的操作期间之下那样与VDC/Voc比值成比例。下文通过例子描述本发明的一个例子实施例。使用可商购WampflerTM10kWIPT功率电源来构建和测试提出的循环电流占空比控制拾取器的2.5kW50V实现方式，该IPT功率电源也将LCL谐振网络用于AGV(自动化引导车辆)应用。然而如本领域技术人员将理解的那样，本发明的拾取器可以与任何适当功率电源一起使用。在下表1中列举这一例子的拾取器参数和轨道感应。I1125AM3.56μHVoc56VL126μHf20kHzVDC50VL2100μHPout2.5kWX1Ω表1在模式I中操作的图9中示出在半额定功率操作的拾取器的识别器捕获图。顶部波形是L3中的电流(IL3)，第二波形是LCLAC输出电压(VLCL)，而第三波形是D3和D4的总输出电流(ID3+ID4)。最后(底部)波形是开关栅极驱动信号Vg1。这一捕获图示出通过相对于IL3控制二极管导通区间θ1来成功地控制AC调谐网络的输出电压VLCL。图10示出在其它加载条件下、在模式I中操作的拾取器的示波器捕获图，在无开关栅极驱动波形时，图10(a)示出在1/3额定负载的操作，图10(b)示出在2/3额定负载的操作，并且图10(c)示出在额定负载的操作。在图11中示出在各种加载条件之下的拾取器效率测量。如从图11所见，例子拾取器在全负载实现88％的效率并且在半负载仍然在85％以上。这一控制器在其中难以实现高效率的50V和50A操作。如上文讨论的那样，本发明的循环电流占空比控制方法根据控制的开关导通区间反应可变电抗阻抗。利用表1中的呈现的系统参数，可以使用图7和8来计算原型系统的最大反射电抗阻抗。利用模式I的操作，最大反射感应负载如图7中所示随着80°的开关导通区间出现。最大反射电容负载出现于180°，这对应于拾取器全断。计算的最大反射电抗阻抗是0.0415Ω，这对应于将初级轨道感应增加0.33μH。Wampfler10kW初级功率电源轨道被调谐至26μH而容差为+/-2μH，因此将需要6个拾取器控制器在80度开关导通区间同时操作以累计上至2μH。由于这一例子系统未被设计成在任一时间携带多于4个拾取器以防止功率电源超载，所以反射感应负载在这一设计中不会是问题。另一方面，最大反射电容阻抗是-0.0726Ω，这对应于将初级轨道阻抗减少0.577μH。它将需要上至4个控制器全断以超过-2μH阈值。利用模式II的操作，反射电抗阻抗为纯电容，并且最大反射阻抗如上文讨论的那样随着80°开关导通区间出现。使用表1和图8，最大反射电抗是-0.151Ω，这对应于将初级轨道感应减少1.202μH。如果轨道上的多于1个拾取器同时切换，则对功率电源的失调谐影响将超过2μH阈值。因此，在这一境况之下，循环电流占空比控制可以在慢速切换控制方法中用作在拾取器控制器全断和全通之间的转变方案。利用依次切换(即交织切换)控制方法，当在模式II中操作时可以同时在相同轨道上切换不多于2个拾取器以免功率电源中的反射电抗超载。然而，采用LCL谐振网络拓扑的功率电源针对它的轨道感应少于它的设计值具有更佳容差，而又仅略微地累及功率电源的最大功率额定值。因此，虽然提出的循环电流占空比控制器引入的额外Var负载使初级功率电源略微地失调谐，但是在实践中可以通过正常系统参数容差容易处理这一VAR负载。如上文描述的那样，本发明的方法将通常由控制装置实施，该控制装置可以例如包括某一形式的计算装置或数字或混合信号计算设备或处理器，比如适于向开关S1和S2提供适当栅极电压的微控制器。一旦被编程用于按照来自程序软件的指令执行特定功能，该程序软件实施本发明的方法，计算设备就有效地变成本发明的方法特有的专用计算设备。这一点所必需的技术为嵌入式系统领域技术人员所公知。可以在分发介质比如软盘、CD-ROM或USB闪存上向用户分发实施本发明的方法的计算机程序。可以从该分发介质向硬盘、嵌入式固态存储器或相似中间存储介质复制它们。当将要运行程序时，将从它们的分发介质或它们的中间存储介质向计算装置的执行存储器中加载它们，从而配置计算装置以根据本发明的方法动作。所有这些操作为计算机系统领域技术人员所公知。术语“计算机可读介质”涵盖分发介质、中间存储介质、计算机的执行存储器和能够存储用于以后由实施本发明的方法的计算设备读取的任何其它介质或设备。备选地，可以完全在硬件中例如由多个分立电子部件和/或专用集成电路(ASIC)执行本发明方法。本发明并且具体为控制装置因此可以视为在于一种适于执行本发明的方法的计算机程序、一种存储这样的计算机程序的计算机可读介质和/或一种适于执行本发明的上文描述的方法的硬件系统。从上文将了解提供一种允许在慢速切换串联-并联调谐LCL拾取器拓扑中调节输出功率的拾取器控制方法和拾取器控制器。这一调节允许下述中任一或二者：补偿在拾取器与初级轨道之间的相互耦合的变化和在拾取器输出电平之间斜升/斜降以使轨道电流瞬时扰动最小化。除非上下文另有明确要求，否则字眼“包括”等贯穿说明书将如与排他或穷举意义对比解释为包含意义，也就是“包括、但不限于”的意义。虽然已经通过例子并且参照本发明的可能实施例描述本发明，但是将了解可以对其进行修改或改进而未脱离本发明的范围。本发明也可以广义地视为个别地或在本申请的说明书中引用或指示的部分、单元或特征中的两个或更多个部分、单元或特征的任何或所有组合中共同地在于所述部分、单元和特征。另外，在已经引用本发明的具有已知等效物的具体部件或整件时，那么如同个别地阐述一样将这样的等效物结合于此。贯穿说明书对现有技术的任何讨论决不应当视为承认这样的现有技术为广泛地已知或形成本领域的公知常识的部分。当前第1页1 2 3