一种升压变换电路的制作方法

本发明涉及直流-直流电压变换电路。

背景技术：

一般升压电路如图1所示，开关T周期性的导通或关断，假设开关周期为T_S，其中开关导通时间t_on为DT_S，开关关断时间t_off为(1-D)T_S，这里0<D<1。则开关输出电压为，

通过调节占空比D可以得到所需要的输出电压。

当开关信号或输入电压比较低时，需要采用低阈值的MOS管作为开关器件，但低阈值的MOS由于栅氧化层厚度与衬底掺杂浓度比较小，使得其耐受电压低，因此不能获得高的输出电压和升压变比。为了获得高的输出电压，需要使用耐受电压高的开关MOS管，但这样的器件的栅氧化层厚度与衬底掺杂浓度都比较大，阈值电压会增加，使得低输入电压时电路的启动困难。

本发明提出一种新型的两级直流升压变换电路，可以在低输入电压条件下获得高的输出电压与电压变比。

技术实现要素：

升压电路是一种常用的直流电压变换电路，但是当输出电压或升压变比较高时需要开关管具有较大的耐受电压，大的耐受电压所需的器件结构与掺杂浓度会引起高的阈值电压，使得电路的启动困难，为了解决此问题，本发明提出一种新型的两级直流升压变换电路。

本发明提出一种高升压变比直流升压变换方法，第一级升压电路的开关支路由低阈值MOS晶体管构成，同时该开关支路的工作受到关断信号控制，当输出电压低时该关断信号使得第一级开关支路正常工作，当输出电压高时该关断信号使得第一级开关支路关断；输出电压与预设参考电压作为差分对栅极的两个偏置电压，当输出电压改变时，差分对尾电流源中的电流在两个差分对中的电流分配关系改变，引起晶体管负载压降改变，晶体管的漏极所输出的关断信号电压随之变化，引起第一级开关支路通断状态的改变；第二级升压电路的开关支路由耐受电压高的高阈值电压MOS晶体管构成，第二级升压电路的开关支路的控制信号由电平移位电路产生，开关控制脉冲连接到电平移位电路输入端，电平移位电路输出端连接到第二级开关管的控制栅极，当输出电压在第一级升压电路作用下升高时，电平移位电路的输出电压升高，从而可以控制第二级开关支路高阈值电压开关MOS管的通断。

本发明提出一种高升压变比直流升压变换电路，所述电路包括第一级升压电路110，第二级升压电路130，电平移位电路120，关断信号产生电路140。

上述高升压变比直流升压变换电路中的第一级升压电路，电感L₁一侧与输入电压连接，另一侧与开关支路及二极管D₁的正极连接；开关支路由两个晶体管M₈与M₉级联，其中晶体管M₉的栅极连接开关控制脉冲信号，晶体管M₉的漏极与晶体管M₈的源极连接，晶体管M₈的栅极与关断电路140输出的关断信号V_sw1连接，晶体管M₈的漏极与电感L₁和二极管D₁的公共端连接；二极管D₁的负极与输出电容C₁和电阻R_L的一个公共端连接，输出电容C₁和电阻R_L并联，另外一个公共端接地。

上述高升压变比直流升压变换电路中的关断电路，包括由晶体管M₄与M₅组成的差分对，M₄与M₅的源极与晶体管M₆的漏极连接，M₆为尾电流源；晶体管M₂与M₃的栅极和漏极短接，M₂与M₃的漏极接输入电压V_in，M₄的栅极接输出电压V_out，M₇的源极接地，M₇的漏极与负载电阻R₂连接，M₂的源极与M₇的负载电阻R₂所连接的公共端的电压为为输出的关断信号V_SW1，M₅、M6、M7的栅极电压分别接偏置电压V_B1、V_B3、V_B2。

上述高升压变比直流升压变换电路的第二级升压电路，包括电感L₂，开关MOS晶体管M₁₀，二极管D₂，电容C₂，电感L₃；电感L₂一侧与输入电压连接，另外一侧与开关MOS晶体管M₁₀的漏极连接，晶体管M₁₀的栅极与120电路中M₁的漏极连接，M₁₀的源极接地；二极管D₂的正极与M₁₀漏极连接，二极管D₂的负极与电容C₂连接，电感L₃一侧与电容C₂连接，另外一侧连接负载电阻R_L。

上述高升压变比直流升压变换电路包括MOS晶体管M₁与电阻R₁，其中M₁的栅极连接开关脉冲信号，电阻R₁一侧与M₁的漏极连接，电阻R₁的另外一侧与升压电路的输出端连接。

附图说明

图1为升压电路原理图

图2为两级升压变换电路图

具体实施方式

图2为本发明提出在的高升压变比的升压电路图。其中

(1)110电路为第一级升压变换电路，包括M₈,M₉,L₁,D₁,C₁,R_L，其中M₈,M₉为低阈值MOS器件。

(2)120电路为电平移位电路，包括M₁,R₁，M₁为低阈值MOS器件。

(3)140电路为关断电路，包括M₂、M₃、M₄、M₅、M₆、M₇，R₂。

(4)130为第二级升压变换电路，包括L₂,D₂,L₃,C₂,M₁₀,R_L，M₁₀为高阈值电压器件。

140电路中M₄、M₅为差分对电路，M₆为差分对的尾电流源，M₂与M₃为栅漏短接的MOS管作为有源负载，M₇与R₂为输出电路。M₂与M₃的漏极接输入电压V_in，M₄的栅极接升压变换电路的输出电压V_out，M₅、M₆、M₇的栅极电压分别接偏置电压V_B1、V_B3、V_B2，M₂的源极为输出的关断信号V_SW1。当电路启动时，M₄栅极接第一级升压电路的输出V_out，此时尾电流源M₆所提供的电流被M₄和M₅分配，分配的比例由V_out和V_B1的大小决定，当M₄侧电流较小，M₂的漏源压降也比较小，所输出的关断信号V_SW1可以保证第一级开关级联管M₈的导通；当输出电压V_out升高，M₄侧电流增加，M₂的漏源压降随之增大，关断信号V_SW1减小，直至第一级开关级联管被关断。这样实现了输出电压增大时第一级升压电路的关断。

当最初输出电压V_out不高时，M₁漏极电压比较低，M₁₀不能开启，第2级升压电路不能工作；V_out低使得M₄漏极电流比较小，这样M₂源漏压降比较小，M₈导通，第一级升压变换电路的电感充电回路可以导通，第一级电路可以正常工作实现升压功能；通过改变开关脉冲的占空比可以改变输出电压，当输出电压V_out升高，通过电平移位电路M₁漏极电位增加，这样M1漏极所输出的第二级开关脉冲电平升高使得M₁₀可以开启，第二级升压电路开始工作，同时V_out升高引起M₄侧电流增加，M₂漏源压降增加，M₈栅极电位降低，M₈被关断，这样第一级开关支路被关断，减少了功率损失。

以上电路可以使得电路在升压变比不大或电路启动时利用第一级电路工作，在输出电压升高后启动第二级升压电路工作得到高输出电压，利用电平移位电路使得开关信号增大，保证了高阈值电压的M₁₀可以正常稳定工作。