一种串联变压器式LLC正负脉冲双电池充电电源系统的制作方法

本发明涉及铅酸蓄电池快速充电领域，特别涉及一种串联变压器式LLC正负脉冲双电池充电电源系统。

背景技术：

目前，大量铅酸蓄电池被作为我国各种电动车辆的动力来源，这主要是由于铅酸蓄电池具有技术成熟、成本低、电池容量大、跟随负荷输出特性好和无记忆效应等优点。虽然近年来铅酸蓄电池自身的技术有了不小的进步，但作为其能量再次补充的充电器的发展非常缓慢，由于各种技术条件的限制，所采用的充电方法大多均未能有效遵从电池内部的物理化学规律，使整个充电过程存在着严重的过充电和析气等现象，充电效率低，快速充电技术至今仍未能得到彻底解决。

目前电动汽车电池充电电源，主要采用高频电力电子开关器件取代可控硅，提高开关速度和充电效率，减小变压器和滤波器的体积，节省原材料。但随着开关频率的提高及开关周期的缩短，在传统PWM控制方式下开关器件工作在硬开关状态，每次开关管同步导通留下的死区时间产生电流和电压叠加损耗，开关损耗的存在限制了变换器功率密度的提高，严重抑制了开关频率的提高，给快速稳定充电、保证电动汽车的电能驱动力造成极大的障碍，限制了变换器的小型化和轻量化。同时，开关管工作在硬开关状态时，功率器件所受的开关应力大，还会引起很高的di/dt和du/dt，从而产生大的电磁干扰，带来电磁环境污染。

现有的电动汽车充电技术主要具有以下的缺陷：

(1)用于中、大功率充电时，性能差、充电系统不稳定、输出功率小、充电效率低、充电速度慢；

(2)没有考虑电池充电过程中的析气极化现象，导致实际充电曲线有悖于理论充电曲线，从而造成充电效率低以及电能的浪费；

(3)响应速度慢，易产生电磁环境污染；

(4)控制精度低、可靠性低、体积大、重量重。

技术实现要素：

为了克服现有技术存在的缺点与不足，本发明提供一种串联变压器式LLC正负脉冲双电池充电电源系统。

本发明采用如下技术方案：

一种串联变压器式LLC正负脉冲双电池充电电源系统，包括工频交流输入电网、主电路、控制电路及电动汽车电池负载；所述主电路的输入端与工频交流输入电网连接，主电路的输出端与两个电动汽车电池负载连接；

所述主电路包括依次电气连接的输入整流滤波模块、高频逆变模块、串联式功率变压谐振腔模块、输出整流滤波模块和正负脉冲产生模块；

所述串联式功率变压谐振腔模块包括谐振电容、谐振电感及两个相同的LLC谐振变压器；

所述控制电路包括DSP数字化控制模块、电流电压采样及信号处理模块、MOSFET高频驱动模块、MOSFET光耦驱动模块；

所述DSP数字化控制模块分别与电流电压采样及信号处理模块的输出端、MOSFET高频驱动模块及MOSFET光耦驱动模块的输入端相连接；

所述电流电压采样及信号处理模块的输入端与输出整流滤波模块的输出端连接，所述MOSFET高频驱动模块的输出端与高频逆变模块的输入端连接。

所述正负脉冲产生模块包括两路正负脉冲产生电路，每路由正脉冲输出电路及负脉冲输出电路构成。

所述正脉冲输出电路由MOSFET开关管和电动汽车电池负载构成，所述负脉冲输出电路由MOSFET开关管、电动汽车电池负载和放电排阻构成。

所述DSP数字化控制模块包括数字信号处理器，所述数字信号处理器采用TMS320F28335芯片。

所述数字信号处理器包括ePWM模块和定时器，所述ePWM模块产生四路频率调制方波信号控制主电路的PFM调制，所述定时器通过定时器周期中断实现两电池负载充电与放电脉冲的切换。

所述主电路交替工作于两种LLC谐振状态，在交替的充电间隙期间，副边输出被切断的一个谐振变压器，其励磁电感可作为谐振腔的谐振电感。

在脉冲充电期中，两路脉冲之间有180°的相位差，在脉冲充电期间LLC变换器始终不进入空载状态。

所述正负脉冲产生模块通过改变死区时间及正负脉冲时间比例，改变充电速度以改善两个电池之间的充电不平衡状况。

本发明的工作原理：

本发明采用全桥LLC谐振软开关主电路，通过数字PI控制算法和定时器周期中断，分别实现充电电源的电流电压调节和两组电池负载的交替脉冲充电控制。

单相工频交流电经过输入整流滤波模块整流为平滑直流电后，再通过高频逆变模块，然后通过串联式功率变压谐振腔模块的其中一路变压器输出、通过对应的输出整流滤波模块，从正负脉冲产生模块的两路输入中的其中一路流入，DSP数字化控制模块通过MOSFET光耦驱动模块控制该模块MOSFET管的开通与关断获得脉冲充电电流，最终流入待充电的电动汽车电池；与此同时，DSP数字化控制模块根据电流电压采样及信号处理模块检测到输出整流滤波模块输出的电流和电压信号，把检测到的信号与给定的相关参数进行比较，经过DSP数字化控制模块的PI控制算法运算后，发给DSP数字化控制模块中的ePWM单元一个信号，脉宽调制单元于是产生四路PFM信号，该四路PFM信号通过MOSFET高频驱动模块放大去控制高频逆变模块MOSFET开关管的开通和关断，从而得到高频高压电，此高频高压电再经过功率变压模块和输出整流滤波模块转换成所需的电流电压，流入正负脉冲产生模块，DSP数字化控制模块通过给定时序计算定时器周期中断的周期值，并根据给定时序程序改变指定I/O口的高低电平以控制MOSFET开关管的开通与关断，从而得到脉冲充电电流。

本发明的有益效果：

(1)输出功率大，体积小，重量轻；本发明采用大功率LLC谐振变换器来获得大功率的输出，LLC谐振变换器本身具有功率密度大，效率高的特点，本发明中两个变压器的励磁电感交错地成为谐振腔中的谐振电感，可以同时实现两路脉冲充电电流，可进一步节省元件和布板面积，提高功率密度，实现电动汽车充电器的DSP数字化高效高速控制，实现了大功率充电的充电系统体积小，重量轻。

(2)充电效率高，充电速度快；本发明采用稳定可靠的LLC谐振软开关技术极大提高电能转换效率，充电效率高；采用智能化充电技术通过正负脉冲组合充电实时调整充电曲线，有效消除电池的极化现象，达到最佳充电效果，充电速度快；并且在一颗电池充电间隙中，另一颗电池被充电，互为交错，节约时间，并避免LLC变换器进入空载状态，减少空载损耗。

(3)系统稳定，响应速度快，控制精度高，性能好，可靠性高；该系统以数字信号处理器DSP为核心，将数字化控制技术应用到全桥LLC系统中，通过软件编程，使系统实现稳定、可靠的大功率输出，此外，本发明还采用了电流电压反馈的数字化控制技术，采用了DSP技术和开关电源充电，使系统的动态特性优良、控制精度高，系统稳定，充电时安全性高，可靠性高。

附图说明

图1是本发明的系统结构示意图；

图2是本发明的主电路的电路原理图；

图3是本发明的MOSFET高频驱动模块的电路原理图；

图4是本发明的MOSFET光耦驱动模块的电路原理图；

图5是本发明的正负脉冲产生模块的电路原理图；

图6是本发明的DSP数字化控制模块的结构示意图；

图7是本发明的DSP数字化控制模块的控制流程图；

图8是本发明的充电时序图；

图9是本发明的双电池正负脉冲时序图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图，对本发明作进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。

实施例

如图1所示，一种串联变压器式LLC正负脉冲双电池充电电源系统，包括工频交流输入电网、主电路、控制电路及电动汽车电池负载；所述主电路的输入端与工频交流输入电网连接，主电路的输出端与电动汽车电池负载连接；所述工频交流输入电网是220V交流电。

所述主电路包括依次电气连接的输入整流滤波模块101、高频逆变模块102、串联式功率变压谐振腔模块103、输出整流滤波模块104和正负脉冲产生模块105；

所述控制电路包括DSP数字化控制模块106、电流电压采样及信号处理模块107、MOSFET高频驱动模块108、MOSFET光耦驱动模块109；

所述DSP数字化控制模块106分别与电流电压采样及信号处理模块107的输出端、MOSFET高频驱动模块108及MOSFET光耦驱动模块109的输入端相连接；

所述电流电压采样及信号处理模块107的输入端与输出整流滤波模块104的输出端连接，所述电流电压采样及信号处理模块107的电流电压传感器采集系统电流和电压信号，通过A/D转换经数字信号处理器计算调节PFM信号频率以控制系统的电流和电压。

所述MOSFET高频驱动模块108的输出端与高频逆变模块102的输入端连接。

所述DSP数字化控制模块106通过A/D转换，将采集到的电流和电压信号送到数字信号处理器中，数字信号处理器通过PI算法对主电路的电流和电压进行闭环控制，产生需要的PFM波形，经MOSFET高频驱动模块108控制功率器件MOSFET开关管的导通和关断时间，以达到控制电流和电压的目的。

同时，所述DSP数字化控制模块106通过定时器周期中断，在中断服务程序内以给定时序对指定I/O端口进行高低电平的转换，然后通过MOSFET光耦驱动模块109控制正负脉冲产生模块105内的功率器件MOSFET的开通与关断，以达到产生正负脉冲电流及均衡电压的目的，实现数字化控制；

所述正负脉冲产生模块对正负脉冲充电电流进行实时调节，通过MOSFET高频驱动模块对指定I/O端口输出的高低电平放大，控制MOSFET管的开启与关断，从而实现正负脉冲充电及均压过程；

所述MOSFET高频驱动模块108通过控制功率器件MOSFET开关管的开关时间驱动高频逆变模块；

所述MOSFET光耦驱动模块109通过控制正负脉冲产生模块内功率器件MOSFET开关管的开关时间驱动正负脉冲产生模块。

如图2所示，所述主电路采用串联变压器式全桥LLC谐振变换器，其拓扑结构由输入整流滤波模块、高频逆变模块、串联式功率变压谐振腔模块、输出整流滤波模块、正负脉冲产生模块构成，其中D1为整流桥堆，Lfil及Cbulk构成输入滤波器；Q1～Q4为4个MOSFET开关管，每个开关管上带有寄生二极管和寄生电容，Cr是谐振电容，Lr是谐振电感，T1、T2为LLC谐振变压器，Lm1及Lm2为其对应的励磁电感，物理上不独立存在；D1A、D1B、D2A、D2B为输出整流二极管。Q1及Q3，Q2及Q4对角线组合交替开通，每个周期内各开通50％周期(不考虑死区)，通过调节每个周期的时长就可以调节输出电流和电压。两个电池的放电周期交替错开，当两个电池同时充电时，电路谐振腔由Lr、Cr组成，即LLC工作状态1；而某一电池在放电时，其对应的变压器输出被切断，故其励磁电感可视为谐振腔内的谐振电感，如此与Lr重新构成了一个LLC谐振腔，变换器工作于LLC工作状态2，由此在某路输出间歇期间仍然保持了环流电流的流动，因而保持开关器件的零电压开通，使其工作在软开关状态，开关损耗低，器件的电磁应力大幅减少。

如图3所示，所述的MOSFET高频驱动模块由脉冲驱动变压器、MOSFET式图腾柱推动结构相互连接构成。所述高频驱动模块原边采用了高速MOSFET N1b～N4b组成的图腾柱式推动结构，能对DSP数字化控制模块发送过来的驱动脉冲PFM1～PFM4实现快速切换并加大驱动功率。驱动电路副边采用了稳压管D9b～D10b、D16b～D17b、D23b～D24b、D30b～D31b对驱动脉冲进行稳压钳位，以保证经过驱动变压器T1b和T2b转换得到的驱动脉冲幅值不会过高导致驱动变压器原边高压MOSFET管Q1～Q4损坏；电容C7b～C10b对高压MOSFET管Q1～Q4进行加速驱动，以尽量消除开通时刻MOSFET米勒效应带来的开通延时不利影响；D13b与V1b、D20b与V2b、D27b与V3b、D34b与V4b组成的快速放电回路能在驱动脉冲关断时间加速脉冲后沿关断，消除关断时刻MOSFET米勒效应引起的二次导通。

如图4所示，所述MOSFET光耦驱动模块主要由光耦芯片构成，由于DSP数字化控制模块的I/O口输出的是3.3V的方波信号，不能满足驱动MOSFET的功率要求，而且也无法实现控制系统与主功率电路的隔离，因此本发明采用日本东芝的TLP250高速光电耦合器组成IGBT驱动电路，正负脉冲产生模块每路各自使用一套MOSFET光耦驱动模块，能对DSP数字化控制模块发送过来的I/O驱动信号实现快速切换并加大驱动功率。

DSP数字化控制模块106的I/O驱动信号输出端分别与2个TLP250的输入管脚(管脚2)相连，TLP250的输出分别与正负脉冲产生模块的2个MOSFET开关管的G、S极相连。与电网直接相连的AC/DC模块输出两路相互隔离的24V直流电，分别作为两路的供电。由DSP数字化控制模块106输出给TLP250的3.3V的I/O信号控制光耦输出，这样不需要经过电平转换，只需通过MOSFET驱动模块109就可以直接驱动正负脉冲产生模块105中的MOSFET；当DSP数字化控制模块106的I/O输出信号为高电平时，通过MOSFET光耦驱动模块109，MOSFET的G、S极间得到一个+17V的驱动信号而开通；当DSP数字化控制模块106的I/O输出为低电平时，通过MOSFET光耦驱动模块109，MOSFET的G、S极间得到一个-7V的驱动信号而关断，这样就能很好地保证MOSFET开关管可靠关断的要求。

如图5所示，正负脉冲产生模块包括正脉冲输出电路和负脉冲输出电路，所述正脉冲输出电路由MOSFET开关管和电动汽车电池负载构成，所述负脉冲输出电路由电动汽车电池负载、MOSFET开关管和放电排阻构成。

本发明通过DSP数字化控制模块106产生定时器周期中断，并根据程序规定的时序实现脉冲控制I/O端口的输出高低电平转换，经过MOSFET光耦驱动模块109的放大后实现对正负脉冲的控制。在某一路的正脉冲产生阶段，DSP数字化控制模块106控制I/O端口I/O1P(或I/O2P)输出高电平和I/O1N(或I/O2N)输出低电平并经MOSFET光耦驱动模块109放大，从而控制开通MOSFET管Q5(或Q6)和关断MOSFET管Q7(或Q8)，实现正脉冲电流对电池负载的充电。在负脉冲产生阶段，DSP数字化控制模块106控制I/O端口I/O1P(或I/O2P)输出低电平和I/O1N(或I/O2N)输出高电平并经MOSFET光耦驱动模块109放大，从而控制关断MOSFET管Q5(或Q6)和开通MOSFET管Q7(或Q8)，电池负载通过放电电阻放电，瞬时释放大幅度放电电流，即形成负脉冲放电电流，从而消除电池的析气极化现象，高效利用充电电流，降低损耗率。

如图6所示，DSP数字化控制模块包括数字信号处理器，所述数字信号处理器采用TMS320F28335，其基本结构包括PWM信号输出模块、RS232/485与eCAN通信模块、存储模块RAM与FLASH、数字I/O口、A/D模拟输入。A/D采样进来的模拟信号送到DSP数字化控制模块106的A/D转换通道，DSP数字化控制模块106通过软件算法实现A/D转换，输出四路PFM信号经过MOSFET高频驱动模块108隔离放大后对主电路进行调频调制。此处采用了定时器周期中断和ADC中断，在定时器周期中断触发后，周期中断服务程序里将原来的增计数的比较匹配值更改为减计数需要的匹配值，由此实现不同充电阶段的输出设定值的改变；A/D转换序列由PWM模块下溢事件触发，ADC在转换完成后进入中断服务程序里将原来的周期值更改为新的周期值，由此实现变频控制。

同时DSP数字化控制模块106通过预置程序实现定时器控制时序，通过定时器周期中断实现I/O端口的高低电平转换，并经过MOSFET光耦驱动模块放大从而对正负脉冲产生模块进行正负脉冲的切换。此处采用了定时器周期中断，当定时器周期计数到给定值时，执行时序程序规定的操作，控制I/O端口输出相应的高低电平从而控制MOSFET开关管的开通与关断，从而实现正负脉冲的产生与切换。

如图7所示，DSP数字化控制模块主要是实现A/D转换结果以及定时器周期中断周期计数值的读取和输出电流和电压幅值以及正负脉冲电流的控制，即实现PFM信号频率可调、驱动脉冲的变频调制、脉冲的极性调制及电流电压控制。控制系统程序的工作原理为：系统对双路输出的电流及电压进行实施检测，充电电流和电压经电流和电压反馈电路检测得到反馈值I_f1、I_f2及U_f1、U_f2，其中一路的反馈信号，与给定值I_g和U_g进行比较得到偏差e，具体地，在恒流脉冲阶段，当某一路输出进入输出间隙期时，软件系统将参与补偿的反馈值设为另一路的反馈值，直至其进入输出间隙期，如此来回；而在恒压充电阶段，两路输出的反馈值轮流作为参与补偿闭环的反馈值；e作为控制系统的输入值，控制系统根据输入值e按照一定的控制算法产生PFM信号，PFM信号作为控制信号，控制主电路功率开关的开通和关断时间，实时控制充电器的充电电流和电压幅值。

同时控制系统程序通过定时器周期中断实现I/O端口的高低电平转换，并经过MOSFET光耦驱动模块放大从而对正负脉冲产生模块进行正负脉冲的切换，从而实现正脉冲与负脉冲的极性变换以及持续时间；在充电间隙且电池不放电时，系统对电池端压进行检测，当压差过大时，对过压的电池减少正脉冲充电时间，增加负脉冲放电时间，对欠压电池进行相反操作，如此达到平衡电池；在恒压充电期间，若某电池端压过高则会进行固定短时的停充处理，多次重复直至压差足够小。

如图8所示，本发明的充电控制时序为：首先进入预充模式激活电池，然后进入恒流脉冲充电阶段，电池达到一定端压后进入恒压充电，当电流小于一定值后进行浮充，总共历经四阶段后结束充电。具体操作如下：电源开机3s后自动检测实际输出电流，如果此时发现电流小于1A，则认为处于空载模式，延时30s后自动切断电源。如果此时发现电流大于1A，那么开始进入正常的第一预充电阶段。第一阶段采用固定的5A直流电流先预充3分钟以激活电池，此阶段I/O1维持高电平，I/O2输出低电平。第二阶段为正脉冲大电流快速充电以及负脉冲修复电池阶段，预充结束后，电流开始从5A预充电流抬高到脉冲电流对应的电流值，在第二阶段整个电池正负脉冲充电过程中，采样电路持续对充电电流进行实时检测，充电电源作为电流源，当检测到电池在充电时端压大于一定值时可以进入第三阶段恒压充电，此阶段一般维持正脉冲，充电电源作为电压源输出，当电流小于一个较小值后认为恒压阶段结束，进入浮充阶段，此阶段强制输出一个5A的电流进行浮充3分钟，3分钟后电源自动关机，控制系统提示电池已充满。

如图9所示，本发明的正负脉冲产生的控制时序为：脉冲时间1s～6s连续可调，且脉冲时间和相应死区时间、放电时间同比例改变；在需要均压时，时间比例由系统自动适当微调，充电间隙时间比例不超过25％；相应的I/O端口I/O1P、I/O1N、I/O2P、I/O2N的高低电平控制时间也同比例改变。两路输出的脉冲周期相同，但相位相差180°，通过这样的软件控制，使电路一直处于LLC状态1与LLC状态2之间来回切换，保证主电路一直处于带载状态。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。