一种抑制纹波的非隔离型逆变器及其控制方法与流程

本发明涉及一种抑制纹波的非隔离型逆变器及其控制方法，属于非隔离、中大功率逆变器，其利用增加的辅助电路来实现输入电流低频纹波的抑制。

背景技术：

在新能源及其它分布式发电系统中，为获得负载所需的高压交流电，逆变器一般采用两级式架构，即前级为实现升压和稳压功能的直流变换器，后级为单相逆变器。对于这种系统，输出功率中含有的两倍输出频率功率脉动分量反馈到直流输入侧表现为低频电流纹波，影响蓄电池、燃料电池等输入源的使用寿命，降低系统的效率。因此，必须对系统中的低频电流纹波进行有效的抑制。传统方法采用大电解电容来平衡功率脉动，从而达到抑制电流纹波的目的，然而电解电容体积大且寿命有限，既影响逆变器的功率密度，又限制了逆变器的整体寿命。近年来，出现了很多缓冲功率脉动的方法，特别是通过增加额外的辅助电路来抑制直流输入侧电流纹波的方法受到人们的广泛关注。Fukushima K，Norigoe I，Shoyama M，et al，“Input current-ripple consideration for the pulse-link DC-AC converter for fuel cells by small series LC circuit”，Proceedings of IEEE 24th Annual Applied Power Electronics Conference and Exposition，2009：447-451提出了通过加入LC串联谐振电路，并将其谐振频率设计为两倍输出频率的方案，如附图1所示，有效的抑制了直流输入侧电流纹波，但所需的电感和电容值都比较大，系统的功率密度和使用寿命受到影响，实用性较差。Kwon J，Kim E，Kwon B，Nam K，“High-Efficiency Fuel Cell Power Conditioning System With Input Current Ripple Reduction”，IEEE Transaction on Industry Electronics，2009，56(3)：826-834利用多目标控制思想以及电力电子变换器的高频控制特性，通过实时计算出主开关管的占空比，同时实现了输入输出的电压变换和输入侧电流纹波的抑制，能够提高燃料电池的利用率，如附图2所示，但该方案对控制精度和实时性要求很高，且控制算法复杂。

技术实现要素：

本发明的目的在于针对上述逆变器所存在的技术缺陷提供一种抑制纹波的非隔离型逆变器及其控制方法，既实现了电能变换，又有效的抑制了直流侧输入电流低频纹波，提高了系统的可靠性。

本发明为实现上述目的，采用如下技术方案：

本发明的一种抑制纹波的非隔离型逆变器及其控制方法，所述抑制纹波的非隔离型逆变器包括直流电源、输入电容、升压电感、主开关管、续流二极管、中间直流母线电容、结构相同的第一逆变桥臂和第二逆变桥臂以及滤波电路；其中升压电感的一端分别接输入电容的输入端和直流电源的正极，升压电感的另一端分别接主开关管的集电极和续流二极管的阳极；每个逆变桥臂都包括二个开关管，第一开关管的集电极作为逆变桥臂的正输入端，第一开关管的发射极与第二开关管的集电极连接构成逆变桥臂的输出端，第二开关管的发射极作为逆变桥臂的负输入端，续流二极管的阴极、中间直流母线电容的输入端和逆变桥臂的正输入端相连接，逆变桥臂的负输入端、直流电源的负极、输入电容的输出端、主开关管的发射极和中间直流母线电容的输出端相连接；第一逆变桥臂和第二逆变桥臂的输出端接滤波电路；还包括由辅助电感、辅助开关管、辅助二极管和辅助电容构成的辅助电路，其中辅助电感包括两个电感，辅助开关管包括两个开关管，辅助二极管包括两个二极管，第一辅助电感的一端、第二辅助电感的一端和直流电源的正极相连接，第一辅助电感的另一端分别接第一辅助开关管的集电极和第一辅助二极管的阳极，第一辅助二极管的阴极、辅助电容的输入端和第二辅助开关管的集电极相连接，第二辅助开关管的发射极分别接第二辅助电感的另一端和第二辅助二极管的阴极，第二辅助二极管的阳极、辅助电容的输出端、第一辅助开关管的发射极和直流电源的负极相连接。

一种抑制纹波的非隔离型逆变器的控制方法，包括以下步骤：

步骤A，检测辅助电容电压信号、中间直流母线电容电压信号、输出电压信号、升压电感电流信号、第一辅助电感电流信号、第二辅助电感电流信号和输出电流信号；

步骤B，将输出电压信号和输出电流信号输入电流基准生成电路，得到升压电感电流基准信号和升压电感电流基准的纹波分量；

步骤C，计算中间直流母线电容电压基准信号与中间直流母线电容电压信号的差值；

步骤D，将步骤C得到的电压差值经PI控制器进行调节，然后加入步骤B获得的升 压电感电流基准，得到实际升压电感电流基准信号；

步骤E，计算步骤D的实际升压电感电流基准信号与步骤A所述的升压电感电流信号的差值；

步骤F，将步骤E获得的差值输入电流滞环比较器获得第一逻辑信号；

步骤G，将步骤B获得的升压电感电流基准的纹波分量经过绝对值运算得到辅助电流基准信号；

步骤H，将步骤A得到的辅助电容电压信号经过低通滤波器，获得其直流分量；

步骤I，计算辅助电容电压基准信号与步骤H获得的辅助电容电压直流分量的差值；

步骤J，将步骤I得到的电压差值经PI控制器进行调节，然后加入步骤G获得的辅助电流基准信号，得到实际辅助电流基准信号；

步骤K，计算第一辅助电感电流信号与第二辅助电感电流信号的和，得到实际辅助电流；

步骤L，计算步骤J获得的实际辅助电流基准与步骤K获得的实际辅助电流的差值；

步骤M，将步骤L获得的差值输入电流滞环比较器获得第二逻辑信号；

步骤N，将步骤B获得的升压电感电流基准的纹波分量输入过零比较器获得第三逻辑信号；

步骤O，将步骤M、步骤N获得的两个逻辑信号分别输入逻辑电路，在逻辑电路中第三逻辑信号先经过逻辑非门后，再和第二逻辑信号一同接入逻辑与门得到第一辅助开关管PWM控制信号；

将步骤M、步骤N获得的两个逻辑信号分别输入逻辑电路，在逻辑电路中经过逻辑与门得到第二辅助开关管PWM控制信号；

步骤P，将步骤F获得的第一逻辑信号输入驱动电路得到主开关管的驱动信号，控制Boost变换器；

分别将步骤O得到的第一、第二辅助开关管PWM控制信号输入驱动电路得到第一、第二辅助开关管的驱动信号，控制辅助电路。

有益效果：

本发明披露了一种抑制纹波的非隔离型逆变器及其控制方法，其很好的抑制了直流输入侧低频电流纹波，使得输入侧不再需要较大储能电容，延长了系统的使用寿命。本发明与原有技术相比的主要技术特点是，在Boost变换器环节加入额外的辅助电路，并 且通过控制辅助电路，使得流过辅助电感的电流与Boost变换器中升压电感的电流之和为近似恒定的直流量，进而抑制直流输入侧低频电流纹波，避免输入侧使用体积大、可靠性低的电解电容，并且采用的解耦电容也比较小。

附图说明

附图1是加入LC串联谐振电路的逆变器电路结构示意图。

附图2是一种抑制输入电流纹波的功率调节系统结构示意图。

附图3是本发明的一种抑制纹波的非隔离型逆变器主电路及其控制方法的结构示意图。

附图4是本发明的一种抑制纹波的非隔离型逆变器主要工作波形示意图。

附图5～附图6是本发明的一种抑制纹波的非隔离型逆变器各工作模式示意图。

附图7是本发明应用于输入电压50VDC、输出电压220VAC及功率500W场合下仿真波形图。

上述附图中的主要符号名称：V_i、电源电压。C_i、输入电容。S_p1、S_p2、均为原边开关管。S_b、主开关管。S_x1、S_x2、均为辅助开关管。D_sp1、D_sp2、D_sx1、D_sx2、D_s1～D_s4、均为体二极管。D_x1、D_x2、均为辅助二极管。D₁、D₂、均为整流二极管。D_b、续流二极管。C_x、C_x1、C_x2、均为辅助电容。C₁、C₂、均为升压电容。T、隔离变压器。N₁、N_p1、N_p2、隔离变压器原边绕组。N₂、隔离变压器副边绕组。L_b、升压电感。L_x1、L_x2、均为辅助电感。L_lk、隔离变压器漏感。C_dc、中间直流母线电容。S₁～S₄、均为功率开关管。L_f、滤波电感。C_f、滤波电容。R_L、负载。V_dc、中间直流母线电容电压。v_x、辅助电容电压。Grid、电网。v_o、输出电压。

具体实施方式

下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明：

附图3是一种抑制纹波的非隔离型逆变器主电路及其控制方法的结构示意图。由直流电源V_i、输入电容1、升压电感2、主开关管3、续流二极管4、中间直流母线电容5、两个逆变桥臂6和7、滤波电路8、辅助电感9、辅助开关管10、辅助二极管11及辅助电容12组成。C_i是输入电容，L_b是升压电感，L_x1、L_x2是辅助电感，D_x1、D_x2是辅助二极管，S_x1、S_x2是辅助开关管，S_b是主开关管，D_b是续流二极管，C_x是辅助电容，C_dc是 中间直流母线电容，S₁～S₄是功率开关管，L_f是输出滤波电感，C_f是输出滤波电容，R_L为负载。本逆变器由加入辅助电路的Boost直流变换器和传统的单相全桥逆变器构成，其中辅助电感L_x1、辅助开关管S_x1、辅助二极管D_x1和辅助电容C_x组成升压辅助电路，辅助电感L_x2、辅助开关管S_x2、辅助二极管D_x2和辅助电容C_x组成降压辅助电路，单相全桥逆变器采用SPWM控制，开关管S₁和S₂组成全桥逆变器的第一逆变桥臂，开关管S₃和S₄组成全桥逆变器的第二逆变桥臂。

检测辅助电容电压信号v_x，中间直流母线电容电压信号V_dc，输出电压信号v_o，升压电感电流信号i₁，第一辅助电感电流信号i_x1，第二辅助电感电流信号i_x2和输出电流信号i_o；将输出电压信号v_o和输出电流信号i_o输入电流基准生成电路，获得升压电感电流基准信号i₁^*及其纹波分量Δi₁^*；计算中间直流母线电容电压基准信号V_dc^*与中间直流母线电容电压信号V_dc的差值ΔV_dc；将电压差值ΔV_dc用PI控制器进行调节后，加入升压电感电流基准i₁^*，得到实际升压电感电流基准信号i_1-r^*；计算实际升压电感电流基准i_1-r^*与升压电感电流信号i₁的差值Δi₁；将升压电感电流的差值Δi₁输入电流滞环比较器得到逻辑信号M₁；将升压电感电流基准的纹波分量Δi₁^*经过绝对值运算得到辅助电流基准信号i_x^*；将辅助电容电压信号v_x经过低通滤波器得到其直流分量V_x；计算辅助电容电压基准信号V_x^*与其直流分量V_x的差值ΔV_x；将电压差值ΔV_x用PI控制器进行调节后，加入辅助电流基准信号i_x^*，获得实际辅助电流基准信号i_x-r^*；计算第一辅助电感电流信号i_x1与第二辅助电感电流信号i_x2的和，得到实际辅助电流i_x；计算实际辅助电流基准信号i_x-r^*与实际辅助电流i_x的差值Δi_x；将辅助电流差值Δi_x输入电流滞环比较器获得逻辑信号M₂；将升压电感电流基准的纹波分量Δi₁^*输入过零比较器获得逻辑信号M₃；将逻辑信号M₂、M₃均输入逻辑电路，M₃先接入逻辑“非”门后，与M₂接入逻辑“与”门得到PWM控制信号Q_x1；M₂、M₃经过逻辑“与”门得到PWM控制信号Q_x2；将逻辑信号M₁输入驱动电路得到主开关管S_b的驱动信号，控制Boost变换器；PWM控制信号Q_x1、Q_x2输入驱动电路得到辅助开关管S_x1、S_x2的驱动信号，控制辅助电路。

以前级Boost直流变换器为例说明其滞环控制原理：当实际升压电感电流基准i_1-r^*与升压电感电流信号i₁的差值Δi₁大于正环宽时，滞环比较器输出正电平，主开关管S_b导通，升压电感电流上升；当升压电感电流差值Δi₁小于负环宽时，滞环比较器输出负电平，主开关管S_b关断，而二极管D_b续流，升压电感电流下降。为了实现辅助电流的两倍频控制，升压电感电流基准的纹波分量Δi₁^*经过零比较器判断电路的工作状态：当Δi₁^*＜0 时，升压辅助电路工作，封锁第二辅助开关管S_x2控制信号；反之降压辅助电路工作，封锁第一辅助开关管S_x1控制信号。

下面以附图3为主电路结构，结合附图4～附图6叙述本发明的具体工作原理，其中只对直直变换环节的工作模态进行分析，而单相全桥逆变器的工作原理和传统PWM逆变器相同，此处不再赘述。由于直流电源提供的输入功率是恒定的，而输出功率是包含二倍频波动的交变量；根据输入功率与瞬时输出功率的大小把电路的工作模式分为两种，当输入功率大于瞬时输出功率时，即升压电感电流i₁小于输入电流I_i时，电路工作于模式I状态，其中升压辅助电路将输入侧提供的多余能量转移到辅助电容内；当输入功率小于瞬时输出功率时，即升压电感电流i₁大于输入电流I_i时，电路工作于模式II状态，其中辅助电容通过降压辅助电路提供输入功率相对于输出功率不足的部分能量。根据附图4可以看出，只要使得辅助电感电流以及升压电感电流跟随电流基准变化就可以实现输入侧低频电流纹波的消除，因此辅助电路与Boost直流变换器具体工作时具有相对独立性。下面对两种模式下的工作情况进行分析。

在分析之前，先作如下假设：①中间直流母线电容电压V_dc为定值；②所有功率器件均为理想的。

由基尔霍夫电流定律可得，升压电感电流基准i₁^*、第一辅助电感电流基准i_x1^*、第二辅助电感电流基准i_x2^*和输入电流I_i关系如下：

I_i＝i₁^*+i_x1^*+(-i_x2^*) (1)

其中不考虑输入电容滤除的高频谐波。

不考虑电路在工作中所产生的损耗，则由功率守恒得：

V_ii₁^*＝V_oI_o(1-cos(2ωt)) (2)

其中，V_o为逆变器输出电压的有效值，I_o为逆变器输出电流的有效值，ω＝2πf，f是电网频率。由此可以得到升压电感电流基准i₁^*与其纹波分量Δi₁^*的表达式为：

前级Boost电路的输入功率中的直流量与逆变器输出功率的直流量相等，而辅助电路提供的功率与逆变器输出功率的二次纹波量相等，所以：

V_iI_i＝V_oI_o (5)

V_ii_x^*＝V_oI_o|cos(2ωt)| (6)

其中，i_x^*＝i_x1^*+i_x2^*；由此可得直流电源提供的输入电流I_i和辅助电流基准i_x^*表达式为：

为了达到抑制输入电流低频纹波的目的，i₁^*、i_x1^*和i_x2^*这三个量需要满足下面的条件：

当I_i＞i₁^*时，

当I_i＜i₁^*时，

根据以上分析可以得到电流的基准值，如附图4所示。

1.模式I[对应于附图5]

当升压电感L_b中储存的能量不足时，即升压电感电流i₁小于升压电感电流基准i₁^*且差值较大时，开通主开关管S_b，升压电感L_b承受直流电源电压V_i并开始储能直到其达到要求，关断主开关管S_b，升压电感电流i₁经二极管D_b续流，给后级传递能量；当升压电感L_b中储存的能量再次不足时，开通主开关管S_b，进入Boost直流变换器的下一个工作周期。

由于直流侧输入功率大于输出功率，此时升压辅助电路工作，将输入侧提供的多余能量转移到辅助电容C_x内，其具体工作如下：当辅助电感L_x1中储存的能量不足时，即第一辅助电感电流i_x1小于第一辅助电感电流基准i_x1^*且差值较大时，辅助开关管S_x1开通， 辅助电感L_x1承受直流电源V_i正向电压，第一辅助电感电流i_x1线性上升直到其达到要求，关断辅助开关管S_x1，第一辅助电感电流i_x1经辅助二极管D_x1、辅助电容C_x续流；当第一辅助电感电流i_x1线性下降到偏离第一辅助电感电流基准i_x1^*较大时，开通辅助开关管S_x1，升压辅助电路进入下一个工作周期。

2.模式II[对应于附图6]

此工作模式下，直流侧输入功率小于输出功率，然而直流电源只提供恒定功率，不足的能量将由降压辅助电路提供，其中Boost直流变换器具体工作过程与模式I相同，此处不再赘述，只对降压辅助电路具体工作过程进行分析。

当流过辅助电感L_x2的电流i_x2小于第二辅助电感电流基准i_x2^*且差值较大时，即辅助电感L_x2储存的能量不能够满足要求时，开通开关管S_x2，由于辅助电容电压v_x大于直流电源电压V_i，因此辅助电感L_x2承受正向电压，第二辅助电感电流i_x2线性上升直到其达到要求，关断辅助开关管S_x2，第二辅助电感电流i_x2经辅助二极管D_x2续流；当第二辅助电感电流i_x2线性下降到不能够满足要求时，将再次开通辅助开关管S_x2，降压辅助电路开始下一个工作周期。

附图7是本发明应用于输入电压50V、输出电压220V及功率500W场合下仿真波形图。由仿真波形图可知，直流侧输入电流I_i表现为一较好的直流电流，说明其二次纹波量已经得到很好的抑制；模式I时，升压辅助电路工作，模式II时，降压辅助电路工作，辅助电感电流i_x1(x2)与i₁之和等于输入电流I_i；辅助电容电压包含一直流量和二倍频纹波分量，可知辅助电路有效的将输入侧低频电流纹波转移到了辅助电容上；中间直流母线电容上的电压基本恒定，交流输出电压效果较好。

上述实施例用来解释说明本发明，而不是对本发明进行限制，在本发明的精神和权利要求的保护范围内，对本发明作出的任何修改和改变，都落入本发明的保护范围。

从以上的描述可以得知，本发明提出的一种抑制纹波的非隔离型逆变器及其控制方法具有以下几方面的优点：

1)增加了额外的辅助电路，将输出功率的二次纹波量转移到辅助电容上，有效抑制了输入电流的二次纹波量。

2)逆变器中的电容均可采用小容值的薄膜电容，不仅提高了逆变器功率密度，还延长了逆变器使用寿命。

3)逆变器适用于中大功率场合。