一种光伏‑储能变流系统及其控制方法与流程

本发明涉及光伏储能技术领域，更具体地，涉及一种光伏-储能变流系统及其控制方法。

背景技术：

太阳能作为最清洁的能源，受到了广泛地关注，太阳能发电系统有自身的特点，即受自然环境的影响。与传统化石能源相比，光伏发电系统不能够稳定持续地提供能源。中、小容量光伏发电系统的功率分散、等效阻抗较大和输出功率波动剧烈，对所在地电网而言，光伏发电系统是一种冲击电源，装机容量越大，所在电网所需热备用容量越大。

在完全孤立运行情况下，各光伏电源缺乏电网的“支撑”作用，更需要强有力的协调控制。在光伏发电功率大于负载需求时，应存储电能；在光伏电能不能够满足负载需要时，应及时补给电能，以最高效率收集、利用可再生能源。因此，储能对基于可再生能源的分布式独立发电系统是必需的，也是提高供电可靠性的基础，也能最大限度利用光伏能源，降低对电网冲击和依赖。

中国西部地域辽阔，居民居住分散，并且国家大电网仍然未完全覆盖该区域，研究表明光伏—储能供电系统是解决边远乡村、离岛及边远地区公共基础设施供电的经济、可靠方案，因此，研究和开发光伏—储能供电系统是必要的，也是有意义的。

然而，现有光伏-储能供电系统，储能电池从充电运行状态转换到放电运行状态(或者储能电池从放电运行状态转换到充电运行状态)时，光伏-储能供电系统通常先停电，人为地调整系统的运行状态，再恢复运行，从而给实际使用带来了不便；此外，现有双向dc/dc变换器无法调节直流母线的电压，导致直流母线电压不稳。

技术实现要素：

本发明提供一种光伏-储能变流系统及其控制方法，以解决现有光伏-储能变流系统在储能电池充、放电转换时需要停电及直流母线上的电压不稳定等技术问题。

根据本发明的一个方面，提供一种光伏-储能变流系统，包括双向dc/dc变换器和并网逆变器，其特征在于，所述系统包括：用于控制所述双向dc/dc变换器的dc/dc控制模块和用于控制所述并网逆变器的逆变器控制模块。

所述dc/dc控制模块包括用于获取总指令电流的电压控制模块、与所述电压控制模块电性连接的并用于获取三路占空比的电流控制模块和用于获取所述双向dc/dc变换器的开关控制信号的比较模块，所述电流控制模块的输出端与所述比较模块电性相连。

在上述方案基础上优选，所述系统还包括储能电池组、光伏组件，所述光伏组件通过所述双向dc/dc变换器与所述储能电池组相连；所述并网逆变器一端与所述光伏组件相连，其另一端与电网相连。

在上述方案基础上优选，所述电压控制模块，用于比较储能电池组的端电压与指令电压，获取电压偏差，并基于电压环控制算法获取总指令电流。

本发明还提供了一种光伏-储能变流系统的控制方法，

基于储能电池组的端电压，获取双向dc/dc变换器的控制信号；

基于q轴、d轴的指令电压、直流母线电压和电流，获取并网逆变器的控制信号。

在上述方案基础上优选，所述双向dc/dc变换器的控制信号获取方法包括：

s1、通过比较储能电池组的端电压与指令电压，获取其电压偏差，基于电压环控制算法，获取总指令电流；

s2、基于总指令电流分别获取三路分指令电流，通过电流控制算法，分别获取三路占空比；

s3、基于三路占空比，分别与载波比较，获取dc/dc变换器的开关控制信号。

在上述方案基础上优选，所述步骤s1进一步包括：

基于直流母线电压与给定直流母线电压的最小值，比较直流母线电压与给定直流母线电压的最小值，获取电压偏差值，通过第三pi控制器得到总指令电流的上限值；

基于直流母线电压与给定直流母线电压的最大值，比较所述直流母线电压与给定直流母线电压的最大值，获取电压偏差值，通过第三pi控制器得到限制总指令电流的下限值。

在上述方案基础上优选，所述获取总指令电流上限值的控制数学模型为：

其中，kp3表示第三pi控制器的比例系数；ki3表示第三pi控制器的积分系数；表示充电电流的上限值，且限制在[1.5c0.05c]，udci表示直流母线电压，udci_min表示直流母线的最小电压，c表示储能电池的容量。

在上述方案基础上优选，获取所述总指令电流的最小电流值的控制数学模型为：

其中，kp3表示第三pi控制器的比例系数；ki3表示第三pi控制器的积分系数；表示充电电流的下限值，且限制在[-3c-0.05c]，udci表示直流母线两端的电压，udci_max表示直流母线的最大电压，且c表示储能电池的容量。

在上述方案基础上优选，步骤s1中电压环控制算法包括基于储能电池组的端电压与指令电压的电压偏差通过第四pi控制器得到总指令电流，所述电压环控制算法的控制数学模型为：

idc_ref＝kp_4(udco_ref-udco)+ki_4∫(udco_ref-udco)dt；

其中，udco_ref表示指令电压；kp_4表示第四pi控制器的比例系数；ki_4表示第四pi控制器的积分系数；udco表示储能电池的端电压。

在上述方案基础上优选，步骤s2中电流控制算法包括：基于三路分指令电流分别与储能电池组的充电电流比较，获得电流偏差，通过第五pi控制器得到三路占空比，所述电流控制算法的控制数学模型为：

其中，d1、d2、d3表示3个占空比；kp5表示第五pi控制器的比例系数；ki5表示第五pi控制器的积分系数；电流i1、i2、i3表示储能电池组的充电电流。

本发明提供了一种光伏-储能变流系统，通过dc/dc控制模块以控制储能电池组的充放电，防止储能电池组出现过充或者过度放电，配合直流母线电压下限控制模块和直流母线电压上限控制模块，可以稳定直流母线电压在合理的范围内。

附图说明

图1为本发明的光伏-储能变流系统的整体电路结构图；

图2为本发明的dc/dc控制模块和逆变器控制模块的硬件控制框图；

图3为本发明的dc/dc控制模块的原理框图；

图4为本发明的逆变器控制模块的原理图；

图5为本发明的dc/dc控制模块的工作流程图；

图6为本发明的逆变器控制模块的工作流程图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

请参阅图1所示，本发明提供了一种光伏-储能变流系统，包括储能电池组、光伏组件、双向dc/dc变换器和并网逆变器，光伏组件通过双向dc/dc变换器与储能电池组相连，并网逆变器的直流输入端并联在光伏组件的两端，再通过一隔离变压器与电网相连。

其中，本发明的双向dc/dc变换器包括六个igbt晶体管s′1、s′2、s′3、s′4、s′5、s′6，光伏组件的两端分别与一联动开关k1的左端相连，并在联动开关k1的右端并联一个电容cbus，再将联动开关k2的右端与igbt晶体管s′1的集电极和igbt晶体管s′2的发射极相连，且igbt晶体管s′1的发射极和igbt晶体管s′2的集电极相连，igbt晶体管s′3的发射极和igbt晶体管s′4的集电极相连，igbt晶体管s′5的发射极和igbt晶体管s′6的集电极相连，并将igbt晶体管s′1的集电极、igbt晶体管s′3的集电极和igbt晶体管s′5的集电极接在一起，igbt晶体管s′2的发射极、igbt晶体管s′4的发射极和igbt晶体管s′6的发射极接在一起。

并且在本发明的双向dc/dc变换器与储能电池组之间还连接有lc滤波电路，其中，lc滤波电路包括三个电感l1、l2和l3，其中，电感l1的左端接igbt晶体管s′1的发射极，电感l2的左端接igbt晶体管s′3的发射极，电感l3的左端接igbt晶体管s′5的发射极；并在电感l1、l2和l3的右端接导线分别穿过电流传感器，然后接在储能电池组的一端。优选的，本发明的lc滤波电路还包括一个电容co，该电容co的两端分别并联储能电池组的两端。

优选的，在充电瞬间，由于滤波电容两端的电压与储能电池的端电压不同，导致较大的冲击电流，本发明还在lc滤波电路与储能电池组之间还装设有安全控制模块。其中，安全控制模块包括充电开关和一个限流回路，其中，充电开关k3的右端与储能电池组的一端相连，其左端与电容co的一端相连；本发明的限流回路包括限流开关k4和一个与限流开关k4串联的限流电阻，限流回路并联在充电开关k3的两端。

为了进一步详细说明本发明的技术方案，请继续参阅图1所示，以下将详细介绍本发明的并网逆变器电路结构。

本发明的并网逆变器包括6个开关管s1、s2、s3、s4、s5、s6，并将开关管s1的发射极与开关管s2的集电极连接，开关管s3的发射极接s4的集电极，开关管s5的发射极接s6的集电极；开关管s1的集电极、s3的集电极和s5的集电极接在一起，开关管s2的发射极、s4的发射极和s6的发射极接在一起。并将开关管s1的集电极与电容cbus的上端，开关管s2的发射极接电容cbus的下端，使得并网逆变器与双向支路变换器并联在光伏组件的两端；并在开关管s1的集电极与接开关管s2的发射极之间连接电容cinv。

进一步的，本发明还在并网逆变器的输出端连接有lc滤波电路，该lc滤波电路包括三个电感la、lb、lc，其中，并将开关管s1的发射极接电感la的左端，开关管s3的发射极接电感lb的左端，开关管s5的发射极接电感lc的左端；电感la、lb、lc的左端分别接隔离变压器的a相、b相和c相；电容ca的上端接变压器原边的a相，电容cb的上端接变压器原边的b相，电容cc的上端接变压器原边的c相；电容ca、cb、cc的下端接在一起；3只霍尔电流传感器分别穿在电感la、lb、lc左端和电容ca、cb、cc与变压器的接点之间；变压器副边的a相、b相和c相接开关k5，开关k5分别接电网的a相、b相和c相。

本发明还包括用于控制所述双向dc/dc变换器的dc/dc控制模块和用于控制所述并网逆变器的逆变器控制模块。其中，控制双向dc/dc变换器的dc/dc控制模块的输出端分别与双向dc/dc变换器的六个igbt晶体管s′1、s′2、s′3、s′4、s′5、s′6的基极相连，用于控制六个igbt晶体管的通断。控制并网逆变器的逆变器控制模块的输出端分别与并网逆变器包括6个开关管s1、s2、s3、s4、s5、s6的基极相连，用于控制6个开关管的通断。

请继续参阅图3所示，本发明为了准确控制双向dc/dc变换器的通断，确保储能电池组在充放电转换过程中不断电，以下将详细介绍用于控制双向dc/dc变换器的dc/dc控制模块的结构及其控制方法。

如图3所示，本发明的dc/dc控制模块包括电压控制模块、与电压控制模块电性连接的电流控制模块和比较模块，电流控制模块输出端与比较模块电性相连。其中，电压控制模块，用于比较储能电池组的端电压与指令电压获取电压偏差，并基于电压环控制算法获取总指令电流，其中，电压环控制算法是储能电池组的端电压与指令电压之间的电压差经第四pi控制器得到总指令电流，且该电压环控制算法的控制模型为:

idc_ref＝kp_4(udco_ref-udco)+ki_4∫(udco_ref-udco)dt；

其中，udco_ref表示指令电压；kp_4表示第四pi控制器的比例系数；ki_4表示第四pi控制器的积分系数；udco表示储能电池的端电压。

本发明的电流控制模块，通过总指令电流分别获取三路分指令电流，并基于电流控制算法分别获取三路占空比，其中，电流控制算法包括：分别比较三路分指令电流与充电电流，得到电流偏差，该电流偏差通过第五pi控制器得到三路占空比，且电流控制算法的控制模型为：

其中，d1、d2、d3表示3个占空比；kp5表示第五pi控制器的比例系数；ki5表示第五pi控制器的积分系数；电流i1、i2、i3表示储能电池组的充电电流。

而本发明的比较模块，将三路占空比分别与相位相差120°的载波比较，获取双向dc/dc变换器的开关控制信号，并将开关控制信号发送至六个igbt晶体管s′1、s′2、s′3、s′4、s′5、s′6的基极，控制六个igbt晶体管的开关状态。

进一步的，本发明的dc/dc控制模块还包括与电压控制模块的输出端连接的直流母线电压下限控制模块和直流母线电压上限控制模块，通过设置直流母线电压上限控制模块和下限控制模块，将直流母线电压限制在合理的范围之内，保障并网逆变器正常工作。

其中，直流母线电压上限控制模块的控制算法为：

其中，kp3和ki3分别表示pi_3算法的比例系数和积分系数；表示充电电流的上限值，且限制在[1.5c0.05c]，udci表示直流母线两端的电压，udci_min表示直流母线的最小电压。

而本发明的直流母线电压下限控制模块的数学模型为：

其中，kp3和ki3分别表示pi_3算法的比例系数和积分系数；表示充电电流的下限值，且限制在[-3c-0.05c]，udci表示直流母线两端的电压，udci_max表示直流母线的最大电压。

本发明还提供了一种光伏-储能变流系统的控制方法，其包括以下步骤；

基于储能电池组的端电压，获取双向dc/dc变换器的控制信号；

基于q轴、d轴指令电压、直流母线的电压和电流，获取并网逆变器的控制信号。

请参阅图2所示，在获取双向dc/dc变换器的控制信号过程中，首先，由采样调理板检测电流i1、i2和i3，电压udci、udco和温度等物理量，并且送入控制板的采样端口，dsp28335执行控制方案及控制算法，产生6路pwm信号，驱动与保护电路处理所述6路pwm信号，再驱动开关管s′1、s′2、s′3、s′4、s′5和s′6；所述控制板上的rs485串口用来与光伏逆变器、触摸屏通信。

在获取并网逆变器的控制信号过程中，首先调理板检测电流ia、ib和ic，电压udc_pv、ua(ea)、ub(eb)、uc(ec)和温度等物理量，再送入控制板的采样端口；dsp28335执行控制方案及控制算法，控制板输出6路svpwm信号，所述6路svpwm信号经过驱动与保护电路处理之后，再驱动开关管s1、s2、s3、s4、s5和s6；所述控制板上的rs485串口用来与逆变器、触摸屏通信，详情请参阅图3所示。

通过获取双向dc/dc变换器的控制信号，控制储能电池组的充电、放电过程，同时，配合并网逆变器的控制信号，实现光伏组件对电网或储能电池组的供电。

在本发明的一个实施例中，请继续参阅图3所示，本发明的双向dc/dc变换器的控制信号获取方法包括：

s1、通过比较储能电池组的端电压与指令电压，获取其电压偏差，并基于电压环控制算法，获取总指令电流；

s2、基于总指令电流分别获取三路分指令电流，通过电流控制算法，分别获取输出三路占空比；

s3、基于三路占空比，分别与相位互差120°的载波比较，获取双向dc/dc变换器的开关控制信号。

控制过程中，电压控制模块将储能电池组的端电压udco与指令电压udco-ref比较，得到电压偏差，利用电压控制算法处理后，得到总指令电流，然后，将总指令电流除以3得到电流控制模块的输入值，也就是双向dc/dc变换器的每一路指令电流，然后通过电流控制算法，经过三个pi_5算法分别控制i1、i2和i3，输出三路占空比d1、d2和d3，用所述三路占空比分别与三路相位互差120度的载波(三角波)比较，产生开关信号g′1、g′2、g′3g′4、g′5和g′6，用所述六路开关信号分别驱动开关管s′1、s′2、s′3、s′4、s′5和s′6。

在本发明的另一实施例中，本发明在上述实施例的基础上，为了防止蓄电池组件出现过充或者是过度放电，影响蓄电池的使用寿命，本发明的步骤s1进一步包括：

基于直流母线电压与给定直流母线电压的最小值，比较直流母线电压与给定直流母线电压的最小值，获取电压偏差，通过第三pi控制器得到总指令电流的上限值；

基于直流母线电压与给定直流母线电压的最大值，比较所述直流母线电压与给定直流母线电压的最大值，获取电压偏差值，通过第三pi控制器得到限制总指令电流的下限值。

其中，获取总指令电流上限值的控制算法为：

其中，kp3和ki3分别表示第三pi控制器的比例系数和积分系数；表示充电电流的上限值，且限制在[1.5c0.05c]，udci表示直流母线电压，udci_min表示直流母线的最小电压。

而获取总指令电流下限值的控制算法为：

其中，kp3和ki3分别表示第三pi控制器的比例系数和积分系数；表示充电电流下限值，且限制在[-3c-0.05c]，udci表示直流母线电压，udci_max表示直流母线的最大电压。

本发明通过获取总指令电流上限值和总指令电流下限值可实现以下目的第一，动态调整充(放)电电流的上(下)限值；第二，当系统离网运行时，指令电压udco_ref设置为0.7倍ubattery_norm，dc/dc控制模块的电压控制算法输出负电流指令(电压环控制算法处于饱和状态)，即控制储能电池放电，直流母线电压逐渐升高，在直流母线电压逐渐升高的过程中，上限控制模块逐渐退出饱和，并且最终控制直流母线电压，使直流母线电压稳定在最高电压处。在储能电池放电过程中，储能电池的端电压逐渐降低，电压控制环逐步投入控制，可防止储能电池过低放电；当系统并网运行时，指令电压udco_ref设置为1.05倍ubattery_norm，dc/dc控制模块的电压控制算法输出正电流指令(电压环控制算法处于饱和状态)，使双向dc/dc变换器为储能电池充电，随着充电过程的进行，储能电池的端电压逐渐升高，dc/dc控制模块的电压环逐渐退出饱和，并且投入控制，防止储能电池过度充电，在储能电池充电过程中，直流母线电压逐渐降低，直流母线电压的下限控制环逐渐退出饱和，并且投入运行，防止直流母线端过度放电，使直流母线电压最终稳定在udci_min。

进一步的，本发明步骤s1中电压环控制算法包括基于储能电池组的端电压与指令电压的电压偏差，通过第四pi控制器得到总指令电流，其中，电压环控制算法的控制数学模型为：

idc_ref＝kp_4(udco_ref-udco)+ki_4∫(udco_ref-udco)dt；

其中，udco_ref表示指令电压；kp_4表示第四pi控制器的比例系数；ki_4表示第四pi控制器的积分系数；udco表示储能电池的端电压。

工作过程中，当并网逆变器并网运行时，udco_ref＝1.05ubattery_norm；当并网逆变器离网运行时，udco_ref＝0.7ubattery_norm，ubattery_norm为储能电池的额定电压。

且本发明的步骤s2中电流控制算法包括三路分指令电流分别与储能电池组的充电电流比较，得到电流偏差，电流偏差通过第五pi控制器处理得到三路占空比，电流控制算法的控制数学模型为：

其中，d1、d2、d3表示3个占空比；kp5表示第五pi控制器的比例系数；ki5表示第五pi控制器的积分系数；电流i1、i2、i3表示储能电池组的充电电流。

为了便于理解本发明的dc/dc控制模块的工作原理，以下将详细介绍本发明dc/dc控制模块的控制软件的实施步骤，具体详情请参阅图5所示。

第一步：配置微处理器(dsp28335)的功能；

第二步，初始化双向dc/dc变换器中的变量；

第三步，使能中断；

第四步：等待中断；

第五步：若没产生中断，则与触摸屏、并网逆变器的控制系统通信，通信结束之后，返回到第四步；若产生了中断，则进行采样、处理采样数据。

第六步：判断是否发生了过流或过压或过热等故障，若系统发生所述故障之一，则封锁驱动信号，并且停机；若没发生所述故障情况，则判断直流母线是否欠压。

第七步：若直流母线欠压，则封锁驱动信号，双向dc/dc变换器进入待机状态；若直流电压正常，则执行第八步。

第八步：若逆变器离网运行时，则令双向dc/dc变换器的指令电压为0.7倍ubattery_norm；若逆变器并网运行，则令双向dc/dc变换器的指令电压为1.05倍ubattery_norm；

第九步：执行直流母线电压的下限控制环；

第十步：执行直流母线电压的上限控制环；

第十一步：控制充电电压，得到总指令电流；

第十二步：对所述总指令电流限幅，并且计算三路指令电流；

第十二步：控制充电电流；

第十三步：根据电流环输出的占空比产生六路pwm驱动信号；

第十四步：恢复现场；

第十五步：中断返回；

所述第4步～第15步每208.3微秒重复执行一次。

为了进一步详细说明本发明的技术方案，请继续参阅图4所示，以下将详细介绍本发明的并网逆变器的控制方法。

当并网逆变器并网运行时，指令电流的开关切换到①端，采用“mppt—直流侧电压环—电感电流环”级联控制方案，具体控制过程如下：

首先，将电网电压[eaebec]′、并网电流[iaibic]′等物理量进行派克变换，得到电压列相量[edeq]′和电流列相量[idiq]′，派克变换公式为：

其次，采样直流母线电压和电流，用最大功率点跟踪(mppt)算法追踪光伏组件的最大功率，输出直流侧的指令电压udci_ref，直流侧电压采用非线性比例积分控制算法控制，控制算法如下：

id_ref＝kv_pn(udci_ref-udci)+kv_in∫udci(udci_ref-udci)dt；

式中：kv_pn和kv_in分别为控制算法npi的比例系数和积分系数，udci为直流侧电压。

再次，控制电感电流。在同步旋转坐标系中采用pi算法分别控制id和iq，控制算法为：

md＝kp2(id_ref-id)+ki2∫(id_ref-id)dt-ωliq+ed；

mq＝kp2(iq_ref-iq)+ki2∫(iq_ref-iq)dt+ωlid+eq；

式中：kp2和ki2分别为控制算法pi_2的比例系数和积分系数。

第四，电流环输出的占空比(md、mq)，所述md和mq经过派克反变换，得到abc坐标轴系中的占空比ma、mb和mc，所述派克反变换为：

最后，用svpwm算法产生驱动信号(g1、g2、g3、g4、g5、g6)，用来驱动逆变器的开关管。

⑵当并网逆变器离网运行时，指令电流的开关切换到②端，并且采用“交流电压环—电感电流环”级联控制方案。

首先，将输出电压[uaubuc]′，电感电流[iaibic]′等物理量进行派克变换，其变换过程如下：

其次，同步旋转坐标系中采用“交流电压环-电感电流环”级联控制方案，电压控制算法为：

id_ref＝kp1(ud_ref-ud)+ki1∫(ud_ref-ud)dt

iq_ref＝kp1(0-uq)+ki1∫(0-uq)dt

公式中，ud_ref为d轴指令电压，0为q轴指令电压，kp1为pi_1算法的比例系数，ki1为pi_1算法的积分系数。

第四，离网运行时的电流控制方案及其控制算法与并网运行时的电流控制方案及其控制算法完全一致，产生驱动信号的算法也一致，在此不再赘述。

为了便于理解本发明的技术方案，以下将介绍本发明光伏逆变器控制软件的实施步骤，具体为：

第一步：配置微处理器(dsp28335)的功能；

第二步，初始化光伏逆变器控制系统中的变量；

第三步，使能中断；

第四步：等待中断；

第五步：若没产生中断，则与触摸屏、双向dc/dc变换器的控制系统通信；若通信结束之后，返回到第四步；若发生了中断，则执行第六步；

第六步：采样、处理采样数据。

第七步：判断是否发生了过流或过压或过热等故障，若系统发生所述故障之一，则封锁驱动信号，并且停机；若没发生所述故障，则执行第八步。

第八步：判断直流母线是否欠压，若直流母线欠压，则封锁驱动信号，进入待机状态；若直流母线正常，则执行第九步；

第九步：将交流电压、电流进行派克变换，得到各物理量在同步旋转坐标系中的值；

第十步：判断光伏逆变器是否并网运行，若并网运行，则执行mppt算法，控制直流母线电压；若离网运行；则控制光伏逆变器的交流输出电压；

第十一步：控制光伏逆变器的电感电流，输出占空比md、mq；

第十二步：执行svpwm算法，输出6路驱动信号(pwm)；

第十三步：使能输出六路pwm驱动信号；

第十四步：恢复现场，中断返回。

所述第4步～第14步每208.3微秒重复执行一次，详情请参阅图6所示。

最后，本申请的方法仅为较佳的实施方案，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。