一种负载阻抗适应性强的串联谐振软开关功率变换器的制作方法

本发明涉及一种负载阻抗适应性强的串联谐振软开关功率变换器，具体为一种负载阻抗适应性强的串联谐振软开关半桥功率变换器或者一种负载阻抗适应性强的串联谐振软开关全桥功率变换器。

背景技术：

功率变换器的功率密度要求越来越高，体积要求越来越小，促使功率变换器领域逐渐由工频向高频过度，并且频率越来越高，这样磁性元件(变压器和电感)和滤波元件的体积可以做的很小。随着频率的提高，功率开关管的损耗越来越大，为了减少功率开关管的损耗，引入了谐振软开关技术，其中串联谐振和并联谐振是应用最广泛的两种电路。串联谐振由于具有电路拓扑简单、电路实现容易、可以利用变压器的分布参数、具有较小的开关损耗和较高的效率，尤其是具有抗负载短路的优点，在软开关功率变换器领域使用越来越多。

图1描述的是现有的串联谐振软开关全桥变换器电路，Vin是直流输入电压，C1是直流母线支撑电容，Q1为第一功率开关管，Q2为第二功率开关管，Q3为第三功率开关管，Q4为第四功率开关管，Q1、Q2、Q3、Q4组成全桥逆变器，C2为谐振电容，L1为谐振电感，C2和L1组成串联谐振腔电路，TR1是高频变压器，L3是高频变压器的等效励磁电感，BR1为整流桥，高频变压器TR1副边连接整流桥BR1，C3是滤波电容，R1是负载的等效阻抗，L3实际是隐含在TR1内部，为了讨论的方便，在电路上把它显示出来。根据流过谐振电路的谐振电流连续与否，串联谐振全桥变换器有两种工作方式，一种是谐振电流连续的工作方式，另一种是谐振电流断续的工作方式。当谐振电路工作在电流断续模式，再控制功率开关管的开关频率小于谐振频率的一半，会使逆变桥的四个功率开关管处于完全软开关状态，即开通时是零电流开通，关断时是零电流零电压关断，开关损耗非常小，而且提高主回路工作效率和可靠性，此工作方式下的谐振电流波形如图2所示。图2中的第一个正弦波是第一功率开关管Q1、第四功率开关管Q4开通时的谐振电流波形，谐振结束后，有一段谐振电流为零的区间，也即电流断续区，随后第二功率开关管Q2、第二功率开关管Q3打开，造成图2中的第二个正弦波谐振电流波形，当变换器的运行频率很低时，两个谐振电流波形之间的断续区时间很长。当第一功率开关管Q1、第四功率开关管Q4开关管导通时，输入电压Vin施加到串联谐振电路上，利用等效电路图3来分析电路行为，其中Vdout是变压器副边折射过来的等效电压源，Vdout＝Vout/n，n是变压器变比。因为输出滤波电容足够大，在一个谐振周期内输出电压基本不变，故可以等效为一个电压源。图3中，在输入电压Vin-Vdout的作用下，C2和L1组成的串联谐振腔开始谐振，谐振电流是正弦波，谐振电流开始给谐振电容C2充电，当谐振电流过零点时，谐振电容C2上的电压最大，随后谐振电流改变方向，反方向流动，由于原边谐振电流的方向的改变，造成变压器副边整流桥BR1电流方向的改变，结果使变压器副边等效到原边的电压源方向改变。串联谐振全桥变换器的等效电路由图3变成图4，谐振电流过零后以正弦波的形状变化，实质上是谐振电容C2在放电，即谐振的上半个周期是谐振电容C2在充电，下半个周期谐振电容C2在放电，此时谐振电流流过的是第一功率开关管Q1、第四功率开关管Q4里面的反并联二极管，而不是第一功率开关管Q1、第四功率开关管Q4的管芯，因此此时关闭第一功率开关管Q1和第四功率开关管Q4就是零电流零电压软开关，大大降低了开关管的开关损耗。当负半周的谐振结束，谐振电流为零时，由于第一功率开关管Q1、第四功率开关管Q4已经关断，C2和L1组成的串联谐振腔与输入电压Vin被阻断，谐振电流为零，进入断续区间，直到另一对开关管即第二功率开关管Q2和第二功率开关管Q3被触发，谐振电路再次开始工作，分析过程与第一功率开关管Q1、第四功率开关管Q4导通相似，只是谐振电流的方向反过来。在一个完整正弦波谐振电流中，第一个半波大于第二个半波，从图2中也可以看到这一点，即谐振电容C2的充电电流大于放电电流，因此进入到电流断续区，谐振电容C2上是保存有电压的。串联谐振全桥变换器工作在这种电流断续模式下，是典型的恒流源，即输出电流与负载阻抗无关，输出电流的计算公式是：Io＝8fC2Vin/n，其中Io是输出电流，f是开关频率，C2是谐振电容，Vin是输入直流电压，n是变压器变比；输出电压Vout＝Io*R1，由公式可以看出，通过调节开关频率f，就可以调节输出电流Io，进而调节输出电压Vout，由公式还可以看出，当负载阻抗R1很大时，很小的输出电流就可以造成较大的输出电压，即开关频率很低时，输出电流很小，但是输出电压已经很高。由变换器等效电路图3和图4联合起来分析可知，当一个谐振周期的谐振电流结束，进入电流断续区，谐振电容上保存的电压值是：Vc＝2Vdout，当负载阻抗很高时，即使运行的开关频率很低，输出电压Vdout＝Vout/n＝IoR1/n也很高，则在电流断续区谐振电容上的保存电压Vc也很高，Vc很容易超过输入电压，即Vc>Vin,Vc最高可达Vin的2倍，即Vcmax＝2Vin。由于运行频率较低，电流断续区的时间较长，在电流的断续区，由于变压器副边整流桥BR1的四个二极管关闭，变压器副边开路，变压器就等效为一个励磁电感，当谐振电容C2上的电压Vc大于输入电压Vin时，Vc-Vin形成的激励源就会促使第一功率开关管Q1、第四功率开关管Q4的反并联二极管导通，断续区串联谐振全桥变换器的等效电路就变成如图5所示，可以看出，在整个电流断续区内励磁电感L3(代表变压器的原边)一直承受电压Vc-Vin，励磁电流会一直增加，图6就反映出这种状况，图6中的上面的曲线是励磁电流，下面的曲线是谐振电流，可以看出，在谐振电流存在的时候，励磁电流在变化，在谐振电流结束之后，即在电流断续区，励磁电流也一直在变化，尤其是当变换器在低频运行时，断续区很长，励磁电流增加的很大。在谐振电流存在的区间，励磁电流变化是合理的，因为此时变压器在传递能量，但在谐振电流断续区，变压器没有在传递能量，励磁电流却一直在变化，而且往反方向大的趋势变化，这是不可接受的，是在做无用功。励磁电流的大小决定了铁芯的磁感应强度的大小，因为L3I＝NsBA，I表示励磁电流，Ns是变压器原边扎数，B是铁芯的磁感应强度，A是铁芯的横截面积，励磁电流的峰值决定了变压器铁芯受到应力的大小，损耗的大小，也决定了变压器是否饱和。这样变换器在低频运行时电流断续区很长，励磁电流会很大，变压器很容易饱和，这是以前文献和技术资料中所没有分析到的情况，以前只是着重分析串联谐振电流断续工作方式的软开关优点，而没有注意到负载高阻抗时，对变压器铁芯应力的增加，同样在串联谐振软开关半桥变换器上也存在这样的问题。为了不使变压器饱和，必须按低频工作状态来设计变压器，铁芯的横截面积要增大好几倍，这样铁芯的体积、损耗、成本也要增加好几倍，这在经济上和变换器功率密度上都是不可接受的，因此串联谐振全桥变换器的电流断续工作方式只适合阻抗固定的负载，针对固定的负载阻抗设计变压器的变比以便和负载的阻抗相匹配。一旦变换器设计好之后，如果负载阻抗变高了，变换器就不能正常工作，即变换器对负载阻抗的适应性很差。但是现在的很多负载都是变阻抗的，比如充电机、充电桩、充电站所对应的电池负载，在充电的初期，电池电压很低，要求充电功率变换器输出低电压、大电流，负载电池的等效阻抗等于电压除以电流，是小阻抗负载，到了充电的末期，负载电池电压较高，要求充电功率变换器输出小电流、高电压，此时电池就变成大阻抗负载，电池在整个充电过程其等效阻抗是变化的，由小变到大，充电设备也要适应这种变阻抗负载，充电设备就不适合采用上述的串联谐振拓扑方案的电流断续工作方式，如果要用的话，也要高阻抗低频工作方式下设计出容量巨大的变压器，这在实际操作中是不现实的。作为一个通用的功率变换器产品，设计者并不知道用户用它来带什么负载，负载阻抗特性是怎样的，是高阻抗的还是低阻抗的，设计者是不知道的，因此要求功率变换器的负载适应性要强，即从低阻抗到高阻抗的负载，变换器都能很好地适用它，在各种负载阻抗下都能正常工作。以前没有人注意到串联谐振全桥变换器电流断续工作方式下，在高阻抗时对变压器的铁芯应力大的问题，更谈不上解决它。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题在于提供一种负载阻抗适应性强的串联谐振软开关功率变换器，能够有效释放谐振电容上的电压，避免变压器饱和，解决目前串联谐振软开关功率变换器适应性差的问题。

为解决上述技术问题，本发明采用如下技术方案：一种负载阻抗适应性强的串联谐振软开关全桥功率变换器，包括直流输入电压Vin、与直流输入电压Vin相连的直流母线支撑电容C1、与直流母线支撑电容C1相连的全桥逆变器、与全桥逆变器相连的串联谐振电路、与串联谐振电路相连的变压器TR1、连接在变压器TR1副边的整流桥BR1、连接在整流桥BR1上的滤波电容C3、连接在滤波电容C3上的等效负载阻抗R1、连接在等效负载阻抗R1上的输出电压Vout，所述变压器TR1内部设有等效励磁电感L3，所述全桥逆变器由第一功率开关管Q1、第二功率开关管Q2、第三功率开关管Q3、第四功率开关管Q4组成，所述串联谐振电路由谐振电感L1和谐振电容C2组成，所述谐振电容C2的一端连接在第一功率开关管Q1与第二功率开关管Q2之间的桥臂的中点上，谐振电容C2的另一端连接有电压泄放电路，所述电压泄放电路的另外两端分别连接到直流输入电压Vin的两端。

作为优选，所述电压泄放电路由泄压电感L2、第一二极管D1和第二二极管D2组成，所述第一二极管D1和第二二极管D2串联在直流输入电压Vin的两端，所述泄压电感L2的一端连接在所述第一二极管D1和第二二极管D2的中间，所述泄压电感L2的另一端连接在谐振电容C2上，谐振电容C2上的电压为Vc，该电压泄放电路在Vc>Vin或Vc<-Vin时才启动工作，在-Vin<Vc<Vin时不启动工作，泄压电感L2的取值以谐振电感L1和励磁电感L3做参考，为10L1<L2<0.5L3。

作为优选，所述电压泄放电路由泄压电阻R2、第一二极管D1和第二二极管D2组成，所述第一二极管D1和第二二极管D2串联在直流输入电压Vin的两端，所述泄压电阻R2的一端连接在所述第一二极管D1和第二二极管D2的中间，所述泄压电阻R2的另一端连接在谐振电容C2上，谐振电容C2上的电压为Vc，该电压泄放电路在Vc>Vin或Vc<-Vin时才启动工作，在-Vin<Vc<Vin时不启动工作，泄压电阻R2的取值以串联谐振电路的谐振周期T和谐振电容C2做参考，为0.5T<3R2C2<2T。

作为优选，所述电压泄放电路由泄压电阻R2、泄压电感L2、第一二极管D1和第二二极管D2组成，所述所述第一二极管D1和第二二极管D2串联在直流输入电压Vin的两端，所述泄压电阻R2一端与泄压电感L2串联，所述泄压电阻R2另一端连接在谐振电容C2上，所述泄压电感L2的一端与泄压电阻R2串联，所述泄压电感L2的另一端连接在所述第一二极管D1和第二二极管D2的中间，谐振电容C2上的电压为Vc，该电压泄放电路在Vc>Vin或Vc<-Vin时才启动工作，在-Vin<Vc<Vin时不启动工作，泄压电感L2的取值以谐振电感L1和励磁电感L3做参考，为5L1<L2<0.25L3；泄压电阻R2的取值以串联谐振电路的谐振周期T和谐振电容C2做参考，为0.25T<3R2C2<T。

一种负载阻抗适应性强的串联谐振软开关半桥功率变换器，包括直流输入电压Vin、与直流输入电压Vin相连的半桥逆变器、与半桥逆变器相连的串联谐振电路、与串联谐振电路相连的变压器TR1、连接在变压器TR1副边的整流桥BR1、连接在整流桥BR1上的滤波电容C3、连接在滤波电容C3上的等效负载阻抗R1、连接在等效负载阻抗R1上的输出电压Vout，所述变压器TR1内部设有等效励磁电感L3，所述半桥逆变器由第一功率开关管Q1、第二功率开关管Q2、第四母线支撑电容C4、第五母线支撑电容C5组成，所述串联谐振电路由谐振电感L1和谐振电容C2组成，所述谐振电容C2的一端连接在第一功率开关管Q1与第二功率开关管Q2之间的桥臂的中点上，所述谐振电容C2的另一端连接有泄压电感L2，所述泄压电感L2的另一端连接在第四母线支撑电容C4和第五母线支撑电容C5的中间，泄压电感L2的取值以谐振电感L1和励磁电感L3做参考，为10L1<L2<0.5L3。

有益效果：

本发明采用上述技术方案提供一种负载阻抗适应性强的串联谐振软开关半桥功率变换器和一种负载阻抗适应性强的串联谐振软开关全桥功率变换器，增加了针对谐振电容的电压泄放电路，使得在电流断续区，当Vc>Vin，或Vc<-Vin时，谐振电容上的电压经过电压泄放电路泄放掉，并很快达到-Vin<Vc<Vin，当谐振电容电压处于-Vin<Vc<Vin区间时，变压器原边在电流断续区不会有电压，励磁电流不会增加，变压器也就不会饱和，能够有效释放谐振电容上的电压，避免变压器饱和，解决目前串联谐振软开关功率变换器适应性差的问题，能够适用低阻抗负载和高阻抗负载，能够适应变化的负载阻抗，负载适用性强，变压器铁芯损耗和铁芯的应力小，变压器容易设计，大大扩展了电流断续工作模式下串联谐振软开关功率变换器的使用范围。

说明书附图

图1为现有的串联谐振软开关全桥变换器电路示意图；

图2为现有的串联谐振软开关全桥变换器工作于电流断续模式的谐振电流示意图；

图3为现有的谐振电流正向流动时串联谐振软开关全桥变换器等效电路图；

图4为现有的谐振电流反向流动时串联谐振软开关全桥变换器等效电路图；

图5为现有的高阻抗负载谐振电流断续时串联谐振软开关全桥变换器等效电路图；

图6为现有的高阻抗负载串联谐振软开关全桥变换器的变压器励磁电流和谐振电流曲线图；

图7为本发明的电路示意图；

图8为本发明实施例一的电路示意图；

图9为本发明实施例一的运行曲线图；

图10为现有的串联谐振软开关全桥变换器的运行曲线图；

图11为本发明实施例二的电路示意图；

图12为本发明实施例二的运行曲线图；

图13为本发明实施例三的电路示意图；

图14为本发明实施例三的运行曲线图；

图15为现有的串联谐振软开关半桥变换器的电路示意图；

图16为现有的串联谐振软开关半桥变换器的运行曲线图；

图17为本发明实施例四的电路示意图；

图18为本发明实施例四的运行曲线图。

具体实施方式

实施例一：

如图7所示，一种负载阻抗适应性强的串联谐振软开关全桥功率变换器，包括直流输入电压Vin、与直流输入电压Vin相连的直流母线支撑电容C1、与直流母线支撑电容C1相连的全桥逆变器、与全桥逆变器相连的串联谐振电路、与串联谐振电路相连的变压器TR1、连接在变压器TR1副边的整流桥BR1、连接在整流桥BR1上的滤波电容C3、连接在滤波电容C3上的等效负载阻抗R1、连接在等效负载阻抗R1上的输出电压Vout，所述变压器TR1内部设有等效励磁电感L3，所述全桥逆变器由第一功率开关管Q1、第二功率开关管Q2、第三功率开关管Q3、第四功率开关管Q4组成，所述串联谐振电路由谐振电感L1和谐振电容C2组成，所述谐振电容C2的一端连接在第一功率开关管Q1与第二功率开关管Q2之间的桥臂的中点上，谐振电容C2的另一端连接有电压泄放电路，所述电压泄放电路的另外两端分别连接到直流输入电压Vin的两端。如图8所示，所述电压泄放电路由泄压电感L2、第一二极管D1和第二二极管D2组成，所述第一二极管D1和第二二极管D2串联在直流输入电压Vin的两端，所述泄压电感L2的一端连接在所述第一二极管D1和第二二极管D2的中间，所述泄压电感L2的另一端连接在谐振电容C2上，谐振电容C2上的电压为Vc，该电压泄放电路在Vc>Vin或Vc<-Vin时才启动工作，在-Vin<Vc<Vin时不启动工作，泄压电感L2的取值以谐振电感L1和励磁电感L3做参考，为10L1<L2<0.5L3。

当谐振电容C2上的电压Vc处于-Vin<Vc<Vin时，电压泄放电路不工作，因为这种状态下，在电流断续区，开关管第一功率开关管Q1、第四功率开关管Q4的反并联二极管不会打开，变压器TR1原边不承受电压，即励磁电感L3不承受电压，因此不需要电压泄放电路工作。当Vc>Vin时第二二极管D2被打开，或者Vc<-Vin时，第一二极管D1被打开，电压泄放电路开始工作，谐振电容C2通过泄压电感L2向母线泄放电流，谐振电容C2上的电压迅速下降，使得谐振电容C2电压Vc处于-Vin<Vc<Vin区间，如图9所示。图9有上、中、下三幅图，上面的图中，曲线是谐振电容C2上电压Vc的变化曲线，上面的直线是Vin，下面的直线是-Vin，中间的图是谐振电流曲线，下面的图是励磁电流曲线，可以看出在电流的断续区，绝大多数区间满足-Vin<Vc<Vin，说明电压泄放电路在Vc>Vin和Vc<-Vin时被开启，快速释放谐振电容C2上的电荷，使得谐振电容C2的电压Vc落在-Vin<Vc<Vin区间。从励磁电流也可以看出，在断续区励磁电流为零，说明在电流断续区，变压器TR1原边没有被施加电压，铁芯的所收到应力被大大减小，铁损也大大减小。图10是现有的串联谐振软开关全桥变换器的运行曲线图，可以看出没有电压泄放电路时在整个电流断续区谐振电容C2上的电压都落在Vc>Vin或者Vc<-Vin区间，在电流断续区，变压器TR1原边继续被施加电压，变压器铁芯的应力加大，从图中下面的励磁电流可以看出，励磁电流一直在变化增大。从图9和图10的对比中可以看出，电压泄放电路对保护变压器TR1的作用非常明显，对高阻抗负载的适应性很强，有了电压泄放电路，即使变换器运行在高阻抗下，变压器励磁电流峰值也很小，变压器的铁芯应力也很小。

泄压电感L2的取值很重要，如果取值很大，比如大于励磁电感L3，对电流的阻碍能力越强，则电压泄放电路的阻抗越大，影响谐振电容电压C2泄放的速度，结果会造成在电流断续区，谐振电容C2上的电压Vc有可能继续落在Vc>Vin或者Vc<-Vin区间，对变压器铁芯的保护作用减弱，如果取值很小，甚至取值为零，又会造成另外一个问题，即谐振电流还没有进入断续区，谐振电流还存在时，会把谐振电流的一部分给释放掉，这样会降低变换器输出电流的能力，一般来说泄压电感L2要大于10倍谐振电感，小于励磁电感的一半以上，即10L1<L2<0.5L3。泄压电感L2的作用是在谐振电流还没有结束，但是Vc又落在Vc>Vin或者Vc<-Vin区间，电压泄放电路被启动，阻止谐振电流通过泄放电路放掉，在谐振电流结束时，进入电流断续区，谐振电容C2上多余的电压再通过电压泄放电路泄放掉。实际上此处的电感换成饱和电感或可变电感更好，在谐振电流存在的区间，虽然Vc落在Vc>Vin或者Vc<-Vin区间，泄放回路的电感没有饱和，电感量很大，对谐振电流的阻碍能力很强，谐振电流全部通过变压器输出，到了谐振电流断续区，电感已经饱和，阻抗很低，可以快速释放掉谐振电容上的电压。

实施例二：

如图11所示，参考图7，所述电压泄放电路由泄压电阻R2、第一二极管D1和第二二极管D2组成，所述第一二极管D1和第二二极管D2串联在直流输入电压Vin的两端，所述泄压电阻R2的一端连接在所述第一二极管D1和第二二极管D2的中间，所述泄压电阻R2的另一端连接在谐振电容C2上，谐振电容C2上的电压为Vc，该电压泄放电路在Vc>Vin或Vc<-Vin时才启动工作，在-Vin<Vc<Vin时不启动工作，泄压电阻R2的取值以串联谐振电路的谐振周期T和谐振电容C2做参考，为0.5T<3R2C2<2T。与实施例一相比，用泄压电阻R2代替了泄压电感L2，谐振电容C2通过泄压电阻R2向母线泄放电流，谐振电容C2上的电压迅速下降，使得谐振电容C2的电压Vc处于-Vin<Vc<Vin区间，运行曲线如图12所示。泄压电阻R2的取值即不可以太大，太大会造成电压泄放电路的保护作用减弱，也不可以太小，太小会造成部分谐振电流也被泄放掉，一般根据谐振周期T和谐振电容C2来选取泄压电阻R2，使得0.5T<3R2C2<2T，即电压泄放电路的泄放时间常数3R2C2要大于谐振周期T的一半，小于谐振周期T的2倍。

在电压泄放回路中分别利用泄压电感L2和泄压电阻R2，主要的区别有两点：第一点从泄放电路能量损耗的角度看，泄压电感L2是不损耗能量的，它把谐振电容C2上的多余电压回馈到母线电容上去，而泄压电阻R2是损耗能量的，利用泄压电阻R2的泄放电路把谐振电容C2上的一部分能量回馈到母线电容上，一部分能量消耗在泄压电阻R2上；第二点从泄放后谐振电容C2上电压Vc大小的角度看，具有泄压电感L2的电压泄放电路会把谐振电容C2上的电压泄放到-Vin<Vc<Vin区间内，因为当把谐振电容C2上的电压泄放到Vin或-Vin时，泄压电感L2电流最大，由于电感电流不能突变，只能逐渐减小，所以会继续对谐振电容C2抽取电荷，造成-Vin<Vc<Vin，直到电感电流减少为0，当电压泄放电路采用泄压电阻R2，则电压泄放电路把谐振电容C2上的电压泄放到Vin或-Vin时，由于泄压电阻R2上承受的电压为零，电流也为零，电压泄放电路停止工作，即具有泄压电阻R2的电压泄放电路会把谐振电容C2上的电压泄放到Vc＝Vin或Vc＝-Vin。具有泄压电感L2的电压泄放电路会造成谐振电容C2电压过泄放，而具有泄压电阻R2的电压泄放电路则会使谐振电容C2电压泄放适当，因为在电流断续区，只要谐振电容C2电压不要落在Vc>Vin,或者Vc<-Vin区间就行，比较图9和图12就可以看出来，图9中在电流断续区，谐振电容C2的电压Vc落在区间-Vin<Vc<Vin，而且Vc和-Vin、Vin比较起来还有一点距离，但在图12中的电流断续区，谐振电容C2的电压Vc刚好等于-Vin或者等于Vin，这种不同的泄放结果是泄压电感L2和泄压电阻R2不同的伏安特性造成的。不要造成过泄放，而要尽可能把电压保存在谐振电容C2上，其意义在于：在接下来的下一个谐振周期，会把谐振电容C2上的电荷转移到变换器TR1的输出端，增加变换器TR1的电流输出能力，所以用泄压电阻R2来组成的电压泄放电路的变换器TR1的电流输出能力，在相同的频率下比用泄压电感L2来组成的电压泄放电路的变换器TR1的电流输出能力要强一点。

实施例三：

如图13所示，参考图7，所述电压泄放电路由泄压电阻R2、泄压电感L2、第一二极管D1和第二二极管D2组成，所述所述第一二极管D1和第二二极管D2串联在直流输入电压Vin的两端，所述泄压电阻R2一端与泄压电感L2串联，所述泄压电阻R2另一端连接在谐振电容C2上，所述泄压电感L2的一端与泄压电阻R2串联，所述泄压电感L2的另一端连接在所述第一二极管D1和第二二极管D2的中间，谐振电容C2上的电压为Vc，该电压泄放电路在Vc>Vin或Vc<-Vin时才启动工作，在-Vin<Vc<Vin时不启动工作，泄压电感L2的取值以谐振电感L1和励磁电感L3做参考，为5L1<L2<0.25L3；泄压电阻R2的取值以串联谐振电路的谐振周期T和谐振电容C2做参考，为0.25T<3R2C2<T。

用电感的电压泄放电路方案的优点是效率高，但电流输出能力相对弱一点，用电阻的电压泄放电路方案的优点是电流输出能力强一点，但效率相对弱一点。为了兼顾效率和电流输出能力，把两者组合起来，即将电压泄放电路的限流元件由泄压电阻R2和泄压电感L2串联组成，图13中泄压电阻R2和泄压电感L2的取值一般来说是实施例一和实施例二中的一半左右，相当于电压泄放电路的阻抗是电阻值和电感值的加权平均。在此基础上如果希望变换器的效率高一些，则电阻取小一点，电感取大一点，如果希望变换器的输出电流能力高一点，则电感取小一点，电阻取大一点。采用图13的电压泄放电路方案的运行曲线图如图14所示，从图中可以看出电压泄放电路的作用明显，励磁电流的峰值很小，而且在电流断续区，谐振电容上的保存电压接近于Vin或-Vin。

上述三种实施例的三种电压泄放电路方案各有特色，方案的选择取决于功率变换器更看重哪一个性能指标。如果非常看重功率变换器的效率，则选取实施例一的方案；如果非常看重功率变换器输出电流的能力，则选取实施例二的方案；如果希望两者兼顾，选取实施例三的方案。

实施例四：

如图17所示，一种负载阻抗适应性强的串联谐振软开关半桥功率变换器，包括直流输入电压Vin、与直流输入电压Vin相连的半桥逆变器、与半桥逆变器相连的串联谐振电路、与串联谐振电路相连的变压器TR1、连接在变压器TR1副边的整流桥BR1、连接在整流桥BR1上的滤波电容C3、连接在滤波电容C3上的等效负载阻抗R1、连接在等效负载阻抗R1上的输出电压Vout，所述变压器TR1内部设有等效励磁电感L3，所述半桥逆变器由第一功率开关管Q1、第二功率开关管Q2、第四母线支撑电容C4、第五母线支撑电容C5组成，所述串联谐振电路由谐振电感L1和谐振电容C2组成，所述谐振电容C2的一端连接在第一功率开关管Q1与第二功率开关管Q2之间的桥臂的中点上，所述谐振电容C2的另一端连接有泄压电感L2，所述泄压电感L2的另一端连接在第四母线支撑电容C4和第五母线支撑电容C5的中间，泄压电感L2的取值以谐振电感L1和励磁电感L3做参考，为10L1<L2<0.5L3。

图15中母线支撑电容是第四母线支撑电容C4和第五母线支撑电容C5串联所形成的，C4和C5的电容值相等，因此C4和C5的串联点的电压是0.5Vin，当第一功率开关管Q1和第二功率开关管Q2中某一个打开时，施加到谐振电路上的电压是0.5Vin或-0.5Vin，而不是Vin或-Vin，这是串联谐振软开关半桥变换器的特点。采用谐振电流断续工作模式，当负载阻抗很高时，运行频率很低，同样存在串联谐振软开关全桥变换器所面临的问题，变压器TR1的励磁电流很大，变压器TR1容易饱和。从图16的运行曲线图可以看出，在电流断续区，谐振电容C2的电压Vc处于Vc>0.5Vin,或者Vc<-0.5Vin区间，励磁电感L3会继续承受电压，励磁电流会继续变化加大，因此同样也必须设计一个电压泄放电路。

由于半桥电路的特点，即半桥电路的一个桥臂是两个电容的中心点，而不是功率开关管的中心点，由于电容的容值很大，中心点的电压不变，因此设计采用图17的电压泄放回路方案，省略实施例一至实施例三中的第一二极管D1和第二二极管D2。图18是实施例四的运行曲线图，可以看出在电流断续区，谐振电容C2的电压Vc处于-0.5Vin<Vc<0.5Vin区间，励磁电感L3不会承受电压，励磁电流的峰值也很小，变压器TR1的铁芯受到很好的保护。