一种三相并网逆变器并网电流的控制方法与流程

本发明涉及电力电子领域，具体涉及一种三相并网逆变器并网电流的控制方法。

背景技术：

现有三相并网逆变器的系统结构如图1所示，采用了LCL型并网逆变器的拓扑结构，并网电流控制策略为在dq坐标系下的重复控制。在图1中，LCL型滤波器包括三个部分：变流器侧电感L₁、并网侧电感L₂和滤波电容C。由于线路以及电感上的电阻很小，以下分析中忽略其阻值。

并网电流与逆变器侧电压的传递函数为

传统控制系统结构框图如图2所示，传统重复控制可抑制周期扰动信号，具备高增益特性，是较常用的并网电流控制策略方法，当实际电网的频率波动时，会对参考信号的跟踪精度产生很大的影响，传统重复控制传递函数为

T、ω₀分别为基波周期和基波频率，重复环节通过指数函数的展开为多个谐振控制器的和，即

重复控制内模离散模式为

虽然传统重复控制通过周期性的方式能很好的消除周期性的谐波干扰，但是由于内模控制基于上一周期迭代的计算方法，离散模型中含有一个周期的延迟环节，导致无法抑制第一个周期和非周期的谐波，使得系统动态响应速度慢，易受电网波动影响。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有技术的缺点与不足，提供一种三相并网逆变器并网电流的控制方法，提高系统的动态性能、稳态性能和抗扰动性能。

为达到上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种三相并网逆变器并网电流的控制方法，控制方法基于PI控制器并联重复控制器实现，具体包括以下步骤；

(1)三相LCL型并网逆变器主电路设计

三相LCL型并网逆变器包括三相全桥逆变器和LCL型滤波器，用于将输入的直流电压变换为交流电压；其中LCL型滤波器包括逆变器侧电感L₁、电网侧电感L₂和滤波电容C，电学连接逆变桥和电网，滤波器电感总量C_f产生的无功被限制为不超过5％的系统额定功率；阻尼电阻

(2)采样电网侧电流信号和电压信号，并将信号从三相静止坐标变换为两相旋转坐标，取出；采样电网侧电压信在参考电流信号的比较下，对两相旋转坐标中的并网电流进行解耦、校正，再将两相旋转坐标转换为两相静止坐标，通过SVPWM生成六路脉冲波形控制三相全桥逆变器中六个IGBT的开关状态；

(3)采用重复PI复合控制器校正并网电流，在重复控制器上并联PI控制器，其中PI控制器为PI(z)＝K_P+K_Iz^-1，K_p、K_I分别代表比例环节系数、积分环节系数；其中重复控制器基于内模原理，包括内模模块和补偿器，所述内模模块结构为所述补偿器由补偿增益k_r、超前环节z^m,m＞0、零相移陷波器S₁(z)、二阶低通滤波器S₂(z)四个部分组成，为C(z)＝k_r·z^m·S₁(z)·S₂(z)。

优选的，在步骤(3)中所述的PI控制器的比例系数、积分系数根据劳斯稳定判据设定。

优选的，在步骤(3)中所述的内模模块引入两个可调整的系数——内模系数Q、重复控制系数K_R。

优选的，在步骤(3)中所述的重复控制器采用分数阶实现，具体包括内模模块中的分数阶相位延迟和补偿器中的分数阶相位校正。

本发明从抑制变换器谐波产生和抗电网波动两大扰动因素来改善传统重复控制的不足，针对传统重复控制器基于采用上一周期值做迭代的原理不能处理非周期谐波和易受电网频率波动影响导致系统不稳定的问题，提出了一种多目标重复控制器，从PI参数、内模系数、重复控制系数和分数阶相位校正四个方面进行设计，增强了并网电流对参考信号的跟踪精度，改善了系统抗电网频率波动的能力，保证了系统的稳态性能。

【附图说明】

图1 LCL型并网逆变器系统结构图

图2传统重复控制结构框图

图3本发明重复PI控制系统结构框图

图4 Ki-Kp取值区域

图5 Q取不同值时的幅频特性图

图6 Q＝0.98时KR取不同值的幅频特性图

图7分数阶超前环节相位补偿示意图

图8传统重复控制图

(a)并网电流波形

(b)THD分析图

图9多目标重复控制图

(a)并网电流波形

(b)THD分析图

【具体实施方式】

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明改进的多目标重复控制结构框图如图3所示，从PI参数、内模系数、重复控制系数以及相位的分数阶校正等几个方面对控制器进行综合设计，同时去解决对并网电流信号的跟踪速度、校正精确度和提高抗电网频率波动干扰性能等多个问题。

1重复PI控制参数设计

本发明利用了PI控制器的快速响应能力来改善系统的动态性能，采用PI并联重复控制的系统在第一个基波周期内的动态性能完全由PI控制器实现，如图3所示。根据闭环控制传递函数特征方程，对PI控制器进行稳定性分析来选取合适的PI参数。

PI控制器参数设计过程如下：

PI闭环传递函数的特征方程为

L₁L₂Cs⁴+RC(L₁+L₂)s³+(L₁+L₂+RCK_P)s²+(L₁+L₂+RCK_i+K_p)s+K_i＝0 (5)

根据劳斯稳定判据可得

其中

系统稳定的条件为A₁＞0，A₂＞0。

LCL型滤波器参数设计如下：从稳态条件下逆变器输出有功功率的能力来考虑，(其中E_P为网侧电压的峰值；I_LP为电感电流的峰值)；C_f产生的无功被限制为不超过5％的系统额定功率，由于C_f越大，使产生的无功功率也越大，降低了逆变器的功率变换效率；阻尼电阻(ω_res为谐振角频率，且谐振频率设计在10倍基波频率和0.5倍开关频率之间)。本发明取L₁＝0.45mH、L₂＝0.1mH、C＝500μF、R＝0.14Ω，绘制K_p-K_i如图4所示，阴影区域取值都能使系统稳定。

PI控制器包括一个比例环节和一个积分环节，模型为Kp、Ki分别代表比例系数、积分系数。

阴影区域的值是根据劳斯稳定判据得来的，劳斯稳定判据是用来判断系统是否稳定最基础的方法。

2内模系数设计

为了改善式(4)内模模块对并网电流信号控制的不可调节性，提高控制器在系统被不稳定电网干扰情况下的适应性，本发明在传统内模离散模式上加入两个系数：内模系数Q、重复控制系数K_R，如图3所示。

重复控制内膜离散模式中，加入系数Q来调节增益和带宽，常将内模系数Q设置为常数或者低通滤波器。当Q＝1时，重复控制器在各个谐振频率上增益无穷大，但谐振频率附近的带宽较小，易受电网频率波动影响；当Q<1或者为零相位低通滤波器时，增益为有限值，谐振频率点的增益显著下降，导致系统跟踪误差增大。图5为在基波频率处Q取不同值时的幅频特性。

为了使重复控制器对电网频率波动敏感度降低，同时具有较高的谐振频率点增益，引入了一个重复控制系数。在取Q＝0.98的情况下，分析K_R取不同的值时的增益情况，如图6所示，K_R能放大增益，且不影响增益带宽。本发明取K_R＝20，保证控制器较高的谐振增益和较大的谐振带宽，提高系统的抗扰动性能，减小控制器的跟踪误差。

3分数阶的实现

3.1分数阶实现原理

对于分数阶其中N_i为小于且最接近N的整数、0＜D＜1。基于有限冲击响应滤波器的原理，z^-D由拉格朗日插值多项式近似为

其中拉格朗日系数为

在此，取N_m＝5，z^-D用z^-k表示如表1所示。

表1分数阶转化成整数阶表示

3.2分数阶延迟环节

若式(6)中，N为每个周期采样数，即系统的采样频率f_s与基波频率f之比。传统的方法中，当N为整数时，能精确跟踪输入实现无静差输出；当电网频率出现低频波动时，N并不为整数，常采取四舍五入成整数的方法代入。为了抗电网波动，提高重复控制的跟踪精度，本发明采用分数阶延迟环节，如式(9)所示。

例如z^-200.5＝z^-200*z^-0.5，根据表1可知，

z^-0.5＝0.246z⁰+1.230z^-1-0.820z^-2+0.492z^-3-0.176z^-4+0.027z^-5

内模离散模型可表示为

3.3分数阶相位校正

图3中补偿器C(z)＝k_r·z^m·S₁(z)·S₂(z)，其中分别为补偿增益k_r、超前环节z^m(m＞0)、零相移陷波器S₁(z)、二阶低通滤波器S₂(z)四个部分组成。其中z^m补偿由低通滤波器和被控对象引入的相位滞后，保持中低频段零相移。令G₁(z)＝[PI(z)+G(z)k_rS₁(z)S₂(z)]·P(z)，z^m对G₁(z)的相位补偿如图7所示，取z^-m与G₁(z)的相位进行比较。。由图可知，当m＝2时，随着频率增大，超前环节无法补偿G₁(z)；m＝3时，超前环节远远超过了G₁(z)所需要的补偿；m取2到3中间的小数时，z^m对G₁(z)的相位补偿对比，可见当m＝2.4时，能很好的补偿重复控制和负载带来的相位滞后，提高了系统的稳态性能。

以下通过具体实例对比，说明本发明的效果。

仿真参数为：并网电压U_abc＝380V、频率f＝49.5Hz(实际应为f＝50Hz，制造0.5Hz的电网频率波动干扰)；系统采用SVPWM调制，直流输入电压考虑到主电路上的部分压降，本发明取U_dc＝700V；开关频率固定为f_s＝10kHz。分别对传统重复控制器和多目标重复控制器工作的三相LCL并网逆变器进行仿真，在仿真0.1秒时增大逆变器功率，参考电流从50A转换为80A。

仿真波形对比如图8、图9所示，由图可知：

(1)、如图8(a)和图8(b)所示，传统重复控制在参考电流改变的第一个周期内不能校正并网电流，对扰动信号的抑制延迟一个周期；如图9(a)和图9(b)所示，多目标重复控制器能对突变电流信号进行跟踪控制，很快的校正并网电流。

(2)、传统重复控制下的系统在电网频率波动的情况下，总电流的谐波总畸变率THD＝8.67％，超过了电网对谐波的要求；而多目标重复控制中内膜系数和重复控制系数的作用使得控制增益增大，抗扰动性能得到了明显改善，电流谐波总畸变率THD降到2.11％。

综上所述，相比传统重复控制，多目标重复控制提高了系统的动态响应速度，增强了并网电流对参考信号的跟踪精度，改善了系统抗电网频率波动的能力，保证了系统的稳态性能。

以上所述是本发明的优选实施方式，通过上述说明内容，本技术领域的相关工作人员可以在不偏离本发明技术原理的前提下，进行多样的改进和替换，这些改进和替换也应视为本发明的保护范围。