一种基于FCCM的DC‑DC开关电源工作方法及控制电路与流程

本发明涉及开关电源的工作模式，尤其涉及一种强迫连续导通的DC-DC开关电源工作方法及控制电路。

背景技术：

FCCM：Forced Continuous Conduction Mode，强迫连续导通模式。

传统的DC-DC开关电源轻载时的工作模式有突发模式和跳脉冲模式。当变换器进入跳脉冲模式，若负载电流继续降低，控制器会屏蔽掉即跳掉一些开关脉冲，以维持输出电压的调节，从而导致输出电压的纹波大。相似的，突发模式，由于高端开关管停止工作的时间很长，输出电容将维持输出的负载的能量，输出电容的电压降低幅度较大，因此输出电容的纹波电压大，即输出的纹波电压大。因此，这两种工作模式的输出纹波大，噪声大。

现有技术中，强迫连续导通模式（FCCM，Forced Continuous Conduction Mode）可以解决纹波大和噪声大的问题，但是，当负载突变进入轻载状态时，FCCM模式有一定的风险。典型的FCCM模式，采用固定时钟频率工作的，通过调节流过电感的峰值电流来进行负载调节，当负载突变到轻载时，而未达到稳态时，由于电感中储存的能量丰富，在上、下开关管导通和关闭的反复切换中，电感中反向电流会越来越大，得不到合理的控制，如图1所示，从而会造成开关管烧毁或系统损坏。

技术实现要素：

为了解决上述技术问题，本发明的目的是提供一种反向电流强迫归零的DC-DC开关电源工作方法及系统。

本发明所采用的技术方案是：

一种基于FCCM的DC-DC开关电源工作方法，包括步骤：在FCCM工作模式下，检测电感电流；若电感电流没有降到零以下，上管（即：连接于输入电源与电感一端的开关管）正常的导通和关闭；若下管（即：连接于输入地与电感一端的开关管）导通，且经过一段时间关闭时，若电感电流降到零以下，那么通过控制器使能控制，使得上管持续导通，直到电感电流再次反向增大到零以上，上管再关闭。

优选的，还包括步骤：检测电压输出端电压，比较电压输出端电压与基准输出电压间的误差，输出误差信号，比较电感电流和误差信号之间的大小，当电感电流大于误差信号时，关闭上管、开启下管，直至下一振荡周期，再开启上管、关闭下管，循环执行。

一种基于FCCM的DC-DC开关电源控制电路，包括由电压输入端、电压输出端、电感、电容、负载、上管、下管和控制器组成的DC-DC开关电源电路；还包括用于检测电感电流的电感电流检测端，用于检测输出电压的输出电压检测端；所述控制器包括误差放大器、峰值电流比较器、电感电流检测模块、电流过零判断模块、振荡器、脉宽调制器、上管驱动电路和下管驱动电路；所述输出电压检测端的输出端与误差放大器的输入端连接，所述电感电流检测端的输出端与电感电流检测模块的输入端连接，所述误差放大器的输出端与峰值电流比较器的输入端连接，所述电感电流检测模块的输出端与峰值电流比较器的输入端连接，所述峰值电流比较器和电感电流检测模块的输出端均与电流过零判断模块的输入端连接，所述电流过零判断模块的输出端与振荡器的输入端连接，所述峰值电流比较器、电流过零判断模块和振荡器的输出端均与脉宽调制器的输入端连接，所述脉宽调制器的输出端分别与上管驱动电路和下管驱动电路的输入端连接，所述上管驱动电路的输出端与上管的控制输入端连接，所述下管驱动电路的输出端与下管的控制输入端连接。

优选的，还包括与电容并联的分压支路，所述分压支路包括串联的第一分压电阻和第二电阻，所述第一电阻和第二电阻之间的节点为输出电压检测端。

优选的，所述上管和下管均为MOS管。

本发明的有益效果是：

本发明通过对电感电流和输出电压的监测，反馈控制上管和下管的开关状态，克服了现有技术中FCCM模式下反向电流越来越大从而容易导致控制器损坏的问题，使得DC-DC开关电源电路更安全可靠，具有良好的经济和社会效益。

本发明可广泛应用于各种DC-DC开关电源电路。

附图说明

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步说明：

图1是传统FCCM模式，负载突变为轻载时的电感电流波形图；

图2是本发明一种实施例FCCM 工作模式下的电感电流波形与振荡器振荡周期波形的对应关系图；

图3是本发明开关电源控制电路一种实施例的电路结构图；

图4是本发明开关电源控制电路一种实施例的电路结构图。

具体实施方式

需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

如图3所示，本发明DC-DC开关电源控制电路包括由电压输入端VIN、电压输出端VOUT、电感L1、电容CO（输出端电容）、负载RL、上管Q1、下管Q2和控制器组成的DC-DC开关电源电路。其中，上管Q1和下管Q2均为MOS管，上管Q1连接于输入电源和电感一端，为控制峰值电流的开关管，下管Q2连接于输入地与电感一端，为续流管。

具体的，DC-DC开关电源电路中，上管Q1的漏极与电压输入端VIN连接，源极与电感L1的一端连接，电感L1的另一端与电压输出端VOUT连接，电容CO和负载RL均并联于电压输出端VOUT和地之间，上管Q1的源极与下管Q2的漏极连接，下管Q2的源极接地；上管Q1的源极为用于检测电感电流的电感电流检测端SW。用于检测输出电压的输出电压检测端FB，用于采样输出电压的分压支路与电容CO并联，所述分压支路包括串联的第一分压电阻和第二电阻，所述第一电阻和第二电阻之间的节点为输出电压检测端FB。

如图4所示，所述控制器包括误差放大器、峰值电流比较器、电感电流检测模块、电流过零判断模块、振振荡器、脉宽调制器、上管Q1驱动电路和下管Q2驱动电路；

所述输出电压检测端FB的输出端与误差放大器的输入端连接，所述电感电流检测端SW的输出端与电感电流检测模块的输入端连接，所述误差放大器的输出端与峰值电流比较器的输入端连接，所述电感电流检测模块的输出端与峰值电流比较器的输入端连接，所述峰值电流比较器和电感电流检测模块的输出端均与电流过零判断模块的输入端连接，所述电流过零判断模块的输出端与振荡器的输入端连接，所述峰值电流比较器、电流过零判断模块和振荡器的输出端均与脉宽调制器的输入端连接，所述脉宽调制器的输出端分别与上管Q1驱动电路和下管Q2驱动电路的输入端连接，所述上管Q1驱动电路的输出端与上管Q1的控制输入端连接，所述下管Q2驱动电路的输出端与下管Q2的控制输入端连接。

本发明实现的原理为：

在FCCM工作模式下，当上管Q1导通时，流过电感L1的电流逐渐增大，经过TON时间后，上管Q1关闭；经过死区时间(死区时间是PWM输出时，为了使上管Q1和下管Q2不会因为开关速度问题发生同时导通而设置的一个保护时段，通常也指PWM响应时间)，下管Q2导通，流过电感L1的电流逐渐减小到本开关周期结束，若此时电感电流没有降到0以下（即电流未反向），上管Q1正常的导通和关闭，若电感电流降到0以下（即电流反向），那么通过归零控制电路使能控制，使得上管Q1持续导通，直到当电感电流再次反向增大到0以上，上管Q1再关闭。

本发明提供的工作方式，避免了FCCM模式下反向电流越来越大从而导致控制器损坏的风险，更安全可靠。

本发明DC-DC的拓扑结构见图3。在图2中的TON时间内，控制器通过上管Q1驱动信号G1控制上管Q1导通，TOFF时间内控制器通过下管Q2驱动信号G2控制下管Q2导通，上管Q1和下管Q2交替导通。当上管Q1导通时，电感L1的电流逐渐增大，当下管Q2导通时，电感L1电流逐渐减小。

下面结合图3和图4中的DC-DC降压电路，详述本发明电路的工作过程：

本发明基于FCCM控制方式，通过检测输出电压检测端FB的电压来检测输出电压的大小，检测输出电压检测端FB的电压通过误差放大器模块与内部基准电压（基准输出电压）进行误差放大产生误差放大信号，当上管Q1开通时，通过电感电流检测端SW检测Q1开通时电感L1的电流大小（即流过上管Q1的电流大小，也即是流过电感L1的电流大小），通过电感电流检测模块将检测到的电流信号转换为电压信号，流过上管Q1的电流大小超过误差放大器的输出信号时，则关闭Q1，开启下管Q2。通过振荡器模块控制下管Q2的开通时间，一直到下一个振荡周期的开始，上管Q1又开通，周尔复始。当负载RL不同时，误差放大器的误差放大信号大小不同，从而控制上管Q1的占空比，从而恒定输出电压。

当负载RL进入超轻载，输出电压将提高（或某些如快充等特殊情况导致输出电压高时），输出电压检测端FB的电压一直高于误差放大器模块内部基准电压，从而使得误差放大器的误差放大信号降为零电压，当流过电感L1的电流还未反向时，电路上管Q1导通状态进入最小占空比工作模式，从而使得每个周期电感L1的放电能量大于电感L1的充电能量，即流过电感L1的峰值电流大小逐渐减小，当流过电感L1的电流反向时，通过电流过零检测模块使得在上管Q1导通期间必须使得流过上管Q1的电流变为正向之后才能关闭上管Q1，上管Q1的导通时间会大于振荡器的最大导通时间Dmax，然后开启下管Q2，直到下一个振荡周期（上升沿）的开始，波形如图2，其中，IL为电感电流，振荡器的振荡周期T=TON+TOFF。

图4所示，在强制归零FCCM模式下，当电感L1反向电流未回归为零时，电流过零判断模块控制振荡器状态不变化，TON维持，直到反向电流为零，电流过零判断模块状态翻转，控制振荡器状态翻转，TON结束，下管驱动信号G2状态翻转，下管Q2开启。

以上是对本发明的较佳实施进行了具体说明，但本发明创造并不限于所述实施例，熟悉本领域的技术人员在不违背本发明精神的前提下还可做出种种的等同变形或替换，这些等同的变形或替换均包含在本申请权利要求所限定的范围内。