用于降低开关损耗的截止期间的IGBT栅极驱动的制作方法
本申请总体上涉及用于降低开关损耗的在器件截止期间混合动力电动动力传动系统中的igbt栅极上的电压的控制和系统。
背景技术：
电气化车辆(包括混合动力电动车辆(hev)和电池电动车辆(bev))依靠牵引电池向用于推进的牵引马达提供电力，并且依靠牵引电池和牵引马达之间的电力逆变器将直流(dc)电力转换为交流(ac)电力。典型的ac牵引马达是由3个正弦信号提供电力的3相马达，所述3个正弦信号中的每个以120度的相位分离驱动。牵引电池被配置为在特定电压范围内操作。典型的牵引电池的端电压超过100伏特dc，并且可选地，牵引电池被称作高电压电池。然而，电机的改善的性能可通过在不同的电压范围内进行操作来实现，所述电压范围通常高于牵引电池的电压。
很多电气化车辆包括dc-dc转换器(还被称作可变电压转换器(vvc))，以将牵引电池的电压转换为电机的操作电压水平。电机(可包括牵引马达)可能需要高电压和高电流。由于电压需求、电流需求和开关需求，绝缘栅双极型晶体管(igbt)通常被用于产生电力逆变器和vvc中的信号。
技术实现要素：
一种车辆动力传动系统包括igbt和栅极驱动器。igbt被配置为给电机通电。栅极驱动器被配置为：当igbt操作在饱和模式下时，将小于阈值电压的截止电压施加到igbt的栅极，并且响应于从自饱和模式到线性模式的转换开始的延迟的到期，施加超过所述截止电压的电压脉冲，以减小来自电机的反激。
一种使电力系统的igbt截止的方法包括：由栅极驱动器将操作在饱和模式下时的igbt的栅极电压降低至处于低于阈值电压的水平的截止电压；响应于igbt从饱和模式转换到线性模式，施加超过所述截止电压的电压脉冲，以降低igbt的开关损耗。
根据本发明的一个实施例，所述电压脉冲的最大幅值为igbt的阈值电压。
根据本发明的一个实施例，所述方法还包括：将所述电压脉冲的施加延迟预定量。
根据本发明的一个实施例，所述预定量基于dc总线电压、栅极电流以及在igbt的集电极短接到发射极的情况下在igbt的栅极和发射极之间测量的igbt的输入电容。
一种车辆动力传动系统包括igbt和栅极驱动器。igbt被配置为给电机通电。栅极驱动器被配置为：当igbt操作在饱和模式下时，将截止电压施加到igbt的栅极，并且响应于自igbt从饱和模式到线性模式的转换开始的延迟的到期，施加大于所述截止电压的电压脉冲，以减小来自电机的反激。
根据本发明，提供一种车辆动力传动系统的dc-dc转换器，所述车辆动力传动系统dc-dc转换器包括：igbt，被配置为给电感器通电；栅极驱动器，被配置为：当igbt操作在饱和模式下时，将截止电压施加到igbt的栅极，并且响应于自igbt从饱和模式到线性模式的转换开始的延迟的到期，施加超过所述截止电压的电压脉冲，以减小来自电感器的反激。
根据本发明的一个实施例，栅极驱动器还被配置为：以基于igbt的寄生电感的电压水平施加电压脉冲。
根据本发明的一个实施例，igbt基于dc总线电压给电感器通电，并且所述延迟基于dc总线电压、栅极电流以及在igbt的集电极短接到发射极的情况下在igbt的栅极和发射极之间测量的igbt的输入电容。
根据本发明的一个实施例，所述电压脉冲的最大幅值是igbt的阈值电压。
根据本发明的一个实施例，所述截止电压小于igbt的阈值电压。
根据本发明的一个实施例，所述电压脉冲的最大幅值是基于igbt的温度、dc总线电压和用于给电感器通电的最大电流的。
根据本发明的一个实施例，所述电压脉冲是从所述最大幅值下降到所述截止电压的具有负斜率的锯齿形脉冲。
根据本发明的一个实施例，所述电压脉冲的负斜率基于栅极电流以及在igbt的集电极短接到发射极的情况下在igbt的栅极和发射极之间测量的igbt的输入电容。
附图说明
图1是示出典型的动力传动系统和能量储存组件以及在动力传动系统和能量储存组件之间的可变电压转换器和电力逆变器的混合动力车辆的示图。
图2是车辆的可变电压转换器的示意图。
图3是车辆的电机逆变器的示意图。
图4a和图4b是栅极电压和栅极电流相对于时间的图形表示。
图5是栅极电压、集电极和发射极之间的电压以及集电极电流相对于时间的图形表示。
图6a和图6b是用于在截止时驱动igbt的栅极以降低开关损耗的方法的流程图。
图7是igbt操作特性相对于时间的图形表示。
图8a和图8b是igbt截止损耗相对于集电极电流的图形表示。
具体实施方式
在此描述本公开的实施例。然而，应理解的是，所公开的实施例仅为示例，并且其它实施例可采用各种和替代形式。附图不必按比例绘制；可夸大或最小化一些特征以示出特定组件的细节。因此，在此公开的具体结构和功能细节不应被解释为限制，而仅仅作为用于教导本领域技术人员以多种形式利用本发明的代表性基础。如本领域普通技术人员将理解的是，参考任一附图示出和描述的各种特征可与在一个或更多个其它附图中示出的特征组合，以产生未明确示出或描述的实施例。示出的特征的组合提供用于典型应用的代表实施例。然而，与本公开的教导一致的特征的各种组合和变型可被期望用于特定的应用或实施方式。
绝缘栅双极型晶体管(igbt)和反激二极管或续流二极管在多种工业应用(诸如，电动马达驱动和电力逆变器)中被广泛使用。igbt的操作受由栅极驱动器供应的栅极电压控制。常规的栅极驱动器通常是基于被施加到具有限流电阻器的igbt栅极上的大于阈值电压的电压的，所述栅极驱动器由可开关电压源和栅极电阻器组成。低栅极电阻会导致快速的开关速度和低开关损耗，但是也会在半导体器件上产生更高的负荷(stress)(例如，过电压负荷)。因此，选择栅极电阻以寻求开关损耗、开关延迟和负荷之间的折衷。当使igbt截止时，栅极电阻器减小了从栅极流出的电流并因此增大了igbt的截止时间。
与用于igbt导通和截止的常规的栅极驱动器关联的一些缺点包括：对开关延迟时间、电流斜率和电压斜率的有限的控制，使得优化开关损耗受到限制。另一缺点是：栅极电阻通常基于最差情况的操作状况被选择，因此在正常操作状况下引入了过多的开关损耗。例如，在高dc总线电压下，栅极电阻基于电流相对于时间的变化(di/dt)被选择，以避免在负载的二极管反激期间过度的二极管电压过冲。然而，在低dc总线电压下，由于尽管二极管过电压低于阈值但是开关速度因栅极电阻而降低，因此使用被选择用于保护高总线电压的栅极电阻引入了过多的开关损耗。
这里，在固态器件(诸如，igbt或金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet))的截止期间，将电压脉冲施加到固态器件的栅极，从而产生两阶段的栅极电流截止波形。将截止电压施加到栅极(vg)以消耗来自栅极的电荷并且使因栅极电压形成的沟道截止。当增强沟道被消耗时，随着固态器件沟道电压(诸如，igbt的集电极到发射极电压(vce)、mosfet的漏极到源极电压(vds))由于线性操作模式而增大，固态器件从饱和操作模式转换为线性操作模式。然后，将电压脉冲施加到固态器件的栅极，以减小从栅极流出的电流并且缓和器件截止。在另一实施例中，电压脉冲可包括线性电压斜坡，使得栅极电流在脉冲期间基本上保持恒定。
在常规的栅极驱动系统中，用于igbt截止的栅极驱动是从导通电压(诸如，15v)到截止电压(诸如，0v)的阶跃函数。低栅极电阻rg将引起快速的开关速度和低开关损耗，但是也会在半导体器件上产生较高的负荷(stress)(例如，过电压负荷)。因此，选择栅极电阻以寻求开关损耗、开关延迟和负荷之间的折衷。常规的栅极驱动系统不能单独地控制开关延迟时间、电流斜率和电压斜率以优化开关轨迹。
在所提出的用于igbt截止的栅极驱动分布曲线中，锯齿波形被插入到vg分布曲线中，从而产生两阶段栅极电流波形。在开始时产生较高的ig，以增大电压vce上升速度并降低开关损耗。在稍后的时间段产生较低的ig，以降低电流ic下降速度，从而有效地减小igbt过电压。因此，所提出的栅极驱动分布曲线利用了igbt特性的本质并且产生了两个ig阶段，以优化整个开关轨迹。
图1描绘了可被称作插电式混合动力电动车辆(phev)的电气化车辆112。插电式混合动力电动车辆112可包括机械地连接至混合动力传动装置116的一个或更多个电机114。电机114能够作为马达或发电机运转。此外，混合动力传动装置116机械地连接至发动机118。混合动力传动装置116还机械地连接至驱动轴120，驱动轴120机械地连接至车轮122。电机114可在发动机118启动或关闭时提供推进和减速能力。电机114还可用作发电机，并且能够通过回收在摩擦制动系统中通常将作为热损失掉的能量来提供燃料经济性效益。电机114还可通过允许发动机118以更高效的转速运转并允许混合动力电动车辆112在特定状况下以发动机118关闭的电动模式运转而减少车辆排放。电气化车辆112还可以是电池电动车辆(bev)。在bev配置中，可以不存在发动机118。在其它配置中，电气化车辆112可以是没有插电能力的全混合动力电动车辆(fhev)。
牵引电池或电池组124储存可被电机114使用的能量。车辆电池组124可提供高电压直流(dc)输出。牵引电池124可电连接至一个或更多个电力电子模块126。一个或更多个接触器142可在断开时将牵引电池124与其它组件隔离，并且可在闭合时将牵引电池124连接至其它组件。电力电子模块126还电连接至电机114，并提供在牵引电池124与电机114之间双向传输能量的能力。例如，牵引电池124可提供dc电压而电机114可使用三相交流电(ac)来运转。电力电子模块126可将dc电压转换为三相ac电流来运转电机114。在再生模式下，电力电子模块126可将来自用作发电机的电机114的三相ac电流转换为与牵引电池124兼容的dc电压。
车辆112可包括电连接在牵引电池124和电力电子模块126之间的可变电压转换器(vvc)152。vvc152可以是被配置为增大或升高由牵引电池124提供的电压的dc/dc升压转换器。通过增大电压，电流需求可被降低，从而导致电力电子模块126和电机114的布线尺寸减小。此外，电机114可以以较高的效率和较低的损耗运转。
牵引电池124除了提供用于推进的能量以外，还可为其它车辆电力系统提供能量。车辆112可包括dc/dc转换器模块128，dc/dc转换器模块128将牵引电池124的高电压dc输出转换为与低电压车辆负载兼容的低电压dc供应。dc/dc转换器模块128的输出可电连接至辅助电池130(例如，12v电池)以用于给辅助电池130充电。低电压系统可电连接至辅助电池130。一个或更多个电负载146可连接至高电压总线。电负载146可具有适时地操作和控制电负载146的关联的控制器。电负载146的示例可以是风扇、电加热元件和/或空调压缩机。
电气化车辆112可被配置为通过外部电源136对牵引电池124进行再充电。外部电源136可连接至电插座。外部电源136可电连接至充电器或电动车辆供电设备(evse)138。外部电源136可以是由公共电力公司提供的配电网或电网。evse138可提供电路和控制，以调节和管理电源136与车辆112之间的能量传输。外部电源136可向evse138提供dc电力或ac电力。evse138可具有用于插入到车辆112的充电端口134中的充电连接器140。充电端口134可以是被配置为从evse138向车辆112传输电力的任意类型的端口。充电端口134可电连接至充电器或车载电力转换模块132。电力转换模块132可对从evse138供应的电力进行调节，以向牵引电池124提供合适的电压水平和电流水平。电力转换模块132可与evse138进行接口连接，以协调对车辆112的电力传输。evse连接器140可具有与充电端口134的相应凹入紧密配合的引脚。可选地，被描述为电耦合或电连接的各种组件可使用无线感应耦合来传输电力。
可提供一个或更多个车轮制动器144，以使车辆112减速并阻止车辆112移动。车轮制动器144可以是液压致动的、电致动的或者它们的某种组合。车轮制动器144可以是制动系统150的一部分。制动系统150可包括用于操作车轮制动器144的其它组件。为简单起见，附图描绘了制动系统150与车轮制动器144中的一个之间的单一连接。制动系统150和其它车轮制动器144之间的连接被隐含。制动系统150可包括控制器以监测和协调制动系统150。制动系统150可监测制动组件并控制车轮制动器144以进行车辆减速。制动系统150可对驾驶员命令做出响应，并且还可自主运转以实现诸如稳定性控制的功能。制动系统150的控制器可在被另一控制器或子功能请求时实现施加被请求的制动力的方法。
车辆112中的电子模块可经由一个或更多个车辆网络进行通信。车辆网络可包括用于通信的多个信道。车辆网络的一个信道可以是诸如控制器局域网(can)的串行总线。车辆网络的信道中的一个可包括由电气与电子工程师协会(ieee)802标准族定义的以太网。车辆网络的其它信道可包括模块之间的离散连接，并且可包括来自辅助电池130的电力信号。不同的信号可通过车辆网络的不同信道进行传输。例如，视频信号可通过高速信道(例如，以太网)进行传输，而控制信号可通过can或离散信号进行传输。车辆网络可包括协助在模块之间传输信号和数据的任何硬件组件和软件组件。车辆网络未在图1中被示出，但是可隐含了车辆网络可连接在车辆112中存在的任何电子模块。可存在车辆系统控制器(vcs)148来协调各个组件的操作。
图2描绘了被配置为升压转换器的vvc152的示图。vvc152可包括可通过接触器142连接至牵引电池124的端子的输入端子。vvc152可包括连接至电力电子模块126的端子的输出端子。vvc152可被操作为使得输出端子处的电压高于输入端子处的电压。车辆112可包括监测和控制vvc152内的多个位置处的电参数(例如，电压和电流)的vvc控制器200。在一些配置中，vvc控制器200可被包括为vvc152的一部分。vvc控制器200可确定输出电压基准
vvc152的输出电压可被控制以实现期望的基准电压。在一些配置中，vvc152可以是升压转换器。在升压转换器的配置中，vvc控制器200控制占空比，输入电压vin和输出电压vout之间的理想关系以及占空比d可使用以下等式示出：
期望的占空比d可通过测量输入电压(例如，牵引电池电压)以及将输出电压设置为基准电压而被确定。vvc152可以是降低从输入至输出的电压的降压转换器。在降压配置中，可推导得到将输入电压和输出电压与占空比关联的不同表达式。在一些配置中，vvc152可以是可增大或减小输入电压的降压-升压转换器。这里描述的控制策略不限于特定的可变电压转换器拓扑。
参照图2，vvc152可升高或“提高”(stepup)由牵引电池124提供的电力的电势。牵引电池124可提供高电压(hv)dc电力。在一些配置中，牵引电池124可提供150伏特和400伏特之间的电压。接触器142可串联电连接在牵引电池124和vvc152之间。当接触器142闭合时，hvdc电力可从牵引电池124被传输到vvc152。输入电容器202可与牵引电池124并联电连接。输入电容器202可稳定总线电压并减小任何电压纹波和电流纹波。vvc152可接收hvdc电力，并根据占空比升高或“提高”输入电压的电压电势。
输出电容器204可电连接在vvc152的输出端子之间。输出电容器204可稳定总线电压，并减小vvc152的输出处的电压纹波和电流纹波。
进一步参照图2，vvc152可包括用于升高输入电压以提供升高的输出电压的第一开关器件206和第二开关器件208。开关器件206和开关器件208可被配置为使电流选择性地流动至电负载(例如，电力电子模块126和电机114)。开关器件206和开关器件208中的每个可由vvc控制器200的栅极驱动电路(未示出)单独控制，并且可包括任何类型的可控开关(例如，绝缘栅双极型晶体管(igbt)或场效应晶体管(fet))。栅极驱动电路可向开关器件206和开关器件208中的每个提供基于控制信号(例如，pwm控制信号的占空比)的电信号。二极管可跨接在开关器件206和开关器件208中的每个上。开关器件206和开关器件208可分别具有关联的开关损耗。开关损耗是在开关器件的状态变化(例如，开/关和关/开的转换)期间产生的功率损耗。可通过在转换期间流过开关器件206和开关器件208的电流以及开关器件206两端的电压和开关器件208两端的电压来量化开关损耗。开关器件还可具有当器件导通时产生的关联的传导损耗。
车辆系统可包括用于测量vvc152的电参数的传感器。第一电压传感器210可被配置为测量输入电压(例如，电池124的电压)，并向vvc控制器200提供相应的输入信号(vbat)。在一个或更多个实施例中，第一电压传感器210可测量与电池电压对应的输入电容器202两端的电压。第二电压传感器212可测量vvc152的输出电压并向vvc控制器200提供相应的输入信号(vdc)。在一个或更多个实施例中，第二电压传感器212可测量与dc总线电压对应的输出电容器204两端的电压。第一电压传感器210和第二电压传感器212可包括用于将电压缩放到适合vvc控制器200的水平的电路。vvc控制器200可包括用于对来自第一电压传感器210和第二电压传感器212的信号进行滤波和数字化的电路。
输入电感器214可串联电连接在牵引电池124与开关器件206和开关器件208之间。输入电感器214可在将能量储存在vvc152中和释放vvc152中的能量之间转换，从而能够提供可变的电压和电流作为vvc152的输出并且能够实现期望的电压升高。电流传感器216可测量通过输入电感器214的输入电流，并且可向vvc控制器200提供相应的电流信号(il)。通过输入电感器214的输入电流可以是vvc152的输入电压和输出电压之间的电压差、开关器件206和开关器件208的导通时间以及输入电感器214的电感l共同作用的结果。vvc控制器200可包括用于对来自电流传感器216的信号进行缩放、滤波和数字化的电路。
vvc控制器200可被配置为控制vvc152的输出电压。vvc控制器200可经由车辆网络从vvc152和其它控制器接收输入，并且可确定控制信号。vvc控制器200可监测输入信号
提供给vvc152的控制信号可被配置为以特定的开关频率驱动开关器件206和开关器件208。在开关频率的每个周期内，开关器件206和开关器件208可以以特定的占空比被操作。占空比定义开关器件206和开关器件208处于接通状态和断开状态的时间量。例如，100％的占空比可使开关器件206和开关器件208在无断开的持续接通状态下操作。0％的占空比可使开关器件206和开关器件208在无接通的持续断开状态下操作。50％的占空比可使开关器件206和开关器件208在接通状态下操作持续半个周期并且在断开状态下操作持续半个周期。两个开关206和208的控制信号可以是互补的。即，发送至开关器件中的一个(例如，开关器件206)的控制信号可以是发送至另一开关器件(例如，开关器件208)的控制信号的相反的版本。
由开关器件206和开关器件208控制的电流可包括纹波分量，所述纹波分量具有随着电流幅值以及开关器件206和开关器件208的占空比和开关频率的变化而变化的幅值。相对于输入电流，在相对高的输入电流的状况期间出现最差情况的纹波电流幅值。如图4所示，当占空比固定时，电感器电流的增大引起纹波电流幅值的增大。纹波电流的幅值还与占空比相关。当占空比等于50％时，出现最高幅值的纹波电流。电感器纹波电流幅值和占空比之间的大体关系可如图5所示。基于这些事实，在高电流和中间范围占空比的状况下实施用于减小纹波电流幅值的措施可能是有益的。
当设计vvc152时，可选择开关频率和电感器214的电感值以满足最大可允许纹波电流幅值。纹波分量可以是在dc信号中呈现的周期性变量。纹波分量可由纹波分量幅值和纹波分量频率来定义。纹波分量可具有处于可听频率范围内的谐波，所述谐波可增加车辆的噪声特征。此外，纹波分量可能导致难以精确地控制由电源供电的器件。在开关瞬变期间，开关器件206和开关器件208可在最大电感器电流(dc电流加纹波电流)下断开，这可引起开关器件206和开关器件208两端的大的电压尖峰。由于尺寸和成本的限制，可基于传导电流选择电感值。通常，随着电流增大，电感可由于饱和而减小。
开关频率可被选择以限制在最差情况的情境(例如，最高输入电流的状况和/或占空比接近50％的状况)下的纹波电流分量的幅值。开关器件206和开关器件208的开关频率可被选择为高于连接至vvc152的输出的马达/发电机逆变器的开关频率(例如，5khz)的频率(例如，10khz)。在一些应用中，vvc152的开关频率可被选择为预定的固定频率。预定的固定频率通常被选择以满足噪声和纹波电流的规范。然而，预定的固定频率的选择可能无法在vvc152的全部操作范围内提供最佳性能。预定的固定频率可在特定集合的操作状况下提供最佳结果，但是可能是在其它操作状况下的折衷。
增大开关频率可减小纹波电流幅值并降低开关器件206和开关器件208上的电压负荷，但可能导致更高的开关损耗。虽然可针对最差情况的纹波状况选择开关频率，但是vvc152在最差情况的纹波状况下的操作时间可能仅占总操作时间的小百分比。这可能导致可降低燃料经济性的非必要的高开关损耗。此外，固定的开关频率可将噪声频谱集中在非常窄的范围内。在这个窄的范围内的增大的噪声密度可引起显著的噪声、振动和声振粗糙度(nvh)问题。
vvc控制器200可被配置为基于占空比和输入电流改变开关器件206和开关器件208的开关频率。开关频率的改变可通过降低开关损耗来改善燃料经济性并减少nvh问题，同时保持最差情况的操作状况下的纹波电流目标。
在相对高的电流状况期间，开关器件206和开关器件208可能经受增大的电压负荷。在vvc152的最大操作电流下，可期望选择相对高的开关频率，从而减小纹波分量的幅值并且开关损耗水平是合理的。可基于输入电流幅值选择开关频率，使得开关频率随着输入电流幅值的增大而增大。开关频率可增大到预定的最大开关频率。预定的最大开关频率可以是在较低的纹波分量幅值和较高的开关损耗之间提供折衷的水平。可在操作电流范围内按照离散步长改变开关频率或持续地改变开关频率。
vvc控制器200可被配置为响应于电流输入低于预定的最大电流而降低开关频率。预定的最大电流可以是vvc152的最大操作电流。开关频率的改变可以是基于输入到开关器件206和开关器件208的电流的幅值的。当电流大于预定的最大电流时，开关频率可被设置为预定的最大开关频率。随着电流减小，纹波分量的幅值减小。通过在电流减小时以较低的开关频率进行操作，开关损耗被降低。开关频率可基于输入到开关器件的功率而变化。由于输入功率是输入电流和电池电压的函数，所以输入功率和输入电流可以以类似的方式被使用。
由于纹波电流还受占空比影响，所以开关频率可基于占空比而变化。可基于输入电压与输出电压之间的比值来确定占空比。因此，开关频率还可基于输入电压和输出电压之间的比值而变化。当占空比接近50％时，预测的纹波电流幅值是最大值，并且开关频率可被设置为预定的最大频率。预定的最大频率可以是被选择为使纹波电流幅值最小化的最大开关频率值。开关频率可在占空比范围内按照离散步长变化或持续地变化。
vvc控制器200可被配置为响应于占空比和预测的纹波分量幅值为最大值时的占空比值(例如，50％)之间的差的大小而从预定的最大频率开始减小开关频率。当所述差的大小小于阈值时，开关频率可被设置为预定频率。当所述差的大小减小时，开关频率可向着预定的最大频率增大，以减小纹波分量幅值。当所述差的大小小于阈值时，开关频率可被设置为预定的最大频率。
开关频率可被限制在预定的最大频率和预定的最小频率之间。预定的最小频率可以是大于连接至可变电压转换器152的输出的电力电子模块126的预定开关频率的频率水平。开关频率还可基于与igbt的栅极相关联的寄生电感。
参照图3，系统300被提供用于控制电力电子模块(pem)126。图3的pem126被示出为包括多个开关302a至302f(例如，igbt)，所述多个开关302a至302f被配置为共同操作为具有第一相臂(phaseleg)316、第二相臂318和第三相臂320的逆变器。尽管逆变器被示出为三相转换器，但是逆变器可包括额外的相臂。例如，逆变器可以是四相转换器、五相转换器、六相转换器等。此外，pem126可包括多个转换器，pem126中的每个逆变器包括三个或更多个相臂。例如，系统300可控制pem126中的两个或更多个逆变器。pem126还可包括具有高功率开关(例如，igbt)的dc至dc转换器，以经由升压、降压或它们的组合将电力电子模块输入电压转换为电力电子模块输出电压。
如图3所示，逆变器可以是dc至ac转换器。在操作中，dc至ac转换器通过dc总线304(包括dc总线304a和304b)从dc电力链路(powerlink)306接收dc电力，并将dc电力转换为ac电力。ac电力经由相电流ia、ib和ic传输，以驱动ac电机，所述ac电机也被称作电机114(诸如图3中描绘的三相永磁同步马达(pmsm))。在这样的示例中，dc电力链路306可包括dc蓄电池，以向dc总线304提供dc电力。在另一示例中，逆变器可操作为将来自ac电机114(例如，发电机)的ac电力转换为dc电力的ac至dc转换器，其中，dc总线304可将dc电力提供至dc电力链路306。此外，系统300可控制其它电力电子拓扑结构的pem126。
继续参照图3，逆变器中的相臂316、318和320中的每个均包括电力开关302，电力开关302可由多种类型的可控开关来实现。在一个实施例中，每个电力开关302可包括二极管和晶体管(例如，igbt)。图3中的二极管被标记为da1、da2、db1、db2、dc1和dc2，而图3中的igbt分别被标记为sa1、sa2、sb1、sb2、sc1和sc2。电力开关sa1、sa2、da1和da2是三相转换器的相臂a的一部分，其在图3中被标记为第一相臂a316。类似地，电力开关sb1、sb2、db1和db2是三相转换器的相臂b318的一部分，电力开关sc1、sc2、dc1和dc2是三相转换器的相臂c320的一部分。逆变器可根据逆变器的特定构造而包括任意数量的电力开关302或电路元件。二极管(dxx)与igbt(sxx)并联连接，然而，由于为了适当的操作，极性是相反的，因此该构造通常被称作反向并联。这种反向并联构造中的二极管也被称作续流二极管。
如图3所示，设置电流传感器csa、csb和csc以分别感测相臂316、318和320中的电流。图3示出了与pem126分离的电流传感器csa、csb和csc。然而，根据pem126的构造，电流传感器csa、csb和csc可被集成为pem126的一部分。图3中的电流传感器csa、csb和csc被安装成分别与相臂a、b和c(即，图3中的相臂316、318和320)串联，并分别提供用于系统300的反馈信号ias、ibs和ics(也在图3中示出)。反馈信号ias、ibs和ics可以是由逻辑器件(ld)310处理的原始电流信号，或者可被嵌入关于分别流过相臂316、318和320的电流的数据或信息，或者可利用所述数据或信息被编码。此外，电力开关302(例如，igbt)可包括电流感测能力。电流感测能力可包括被配置有可提供表示ias、ibs和ics的数据或信号的电流镜像输出。所述数据或信号可指示分别流过相臂a、b和c的电流的方向、幅值或者方向和幅值两者。
再次参照图3，系统300包括逻辑器件(ld)或控制器310。控制器或ld310可由多种类型的电子装置和/或基于微处理器的计算机或控制器或者它们的组合来实现。为了实现控制pem126的方法，控制器310可执行被嵌入有所述方法或利用所述方法编码并且被存储在易失性存储器312和/或永久性存储器312中的计算机程序或算法。可选地，逻辑可被编码到离散逻辑、微处理器、微控制器或存储在一个或更多个集成电路芯片上的逻辑或门阵列中。如图3中的实施例所示，控制器310接收并处理反馈信号ias、ibs和ics以控制相电流ia、ib和ic，使得相电流ia、ib和ic根据多种电流模式或电压模式流过相臂316、318和320并进入电机114的对应的绕组。例如，电流模式可包括相电流ia、ib和ic流进和流出dc总线304或dc总线电容器308的模式。图3中的dc总线电容器308被示出为与pem126分离。然而，dc总线电容器308可被集成为pem126的一部分。
如图3所示，诸如计算机可读存储器的存储介质312(以下称为“存储器”)可存储被嵌入有所述方法或利用所述方法编码的计算机程序或算法。此外，存储器312可存储关于pem126中的各种操作状况或组件的数据或信息。例如，存储器312可存储关于流过各个相臂316、318和320的电流的数据或信息。如图3所示，存储器312可以是控制器310的一部分。然而，存储器312可被设置在控制器310可访问的任何合适的位置。
如图3所示，控制器310向电力转换器系统126发送至少一个控制信号236。电力转换器系统126接收控制信号236以控制逆变器的开关配置，从而控制流过各个相臂316、318和320的电流。所述开关配置是逆变器中的电力开关302的开关状态的集合。一般而言，逆变器的开关配置确定逆变器如何转换dc电力链路306和电机114之间的电力。
为了控制逆变器的开关配置，逆变器基于控制信号236将逆变器中的每个电力开关302的开关状态改变为开启状态或关闭状态。在示出的实施例中，为了将电力开关302切换到开启状态或关闭状态，控制器或ld310向每个电力开关302提供栅极电压(vg)，从而驱动每个电力开关302的开关状态。栅极电压vga1、vga2、vgb1、vgb2、vgc1和vgc2(在图3中被示出)控制各个电力开关302的开关状态和特性。虽然逆变器在图3中被示出为电压驱动的器件，但是逆变器可以是电流驱动的器件，或者可由将电力开关302在开启状态和关闭状态之间进行切换的其它策略来控制。控制器310可基于电机114的转速、镜像电流或igbt开关的温度来改变每个igbt的栅极驱动。栅极驱动的变化可根据多个栅极驱动电流被选择，在所述多个栅极驱动电流中，栅极驱动电流的变化与igbt开关速度的变化成比例。
还如图3所示，相臂316、318和320中的每个包括两个开关302。然而，在相臂316、318和320中的每个中仅有一个开关可处于开启状态而不会使dc电力链路306短路。因此，在每个相臂中，下方开关的开关状态通常与对应的上方开关的开关状态相反。因此，相臂的高状态指的是相臂中的上方开关处于开启状态并且下方开关处于关闭状态。同样地，相臂的低状态指的是相臂的上方开关处于关闭状态并且下方开关处于开启状态。因此，具有电流镜像能力的igbt可以是所有igbt、igbt的子集(例如，sa1、sb1、sc1)或单个igbt。
在图3中示出的三相转换器示例的激活状态期间会出现两种情况：(1)两个相臂处于高状态，而第三个相臂处于低状态，或者(2)一个相臂处于高状态，而另外两个相臂处于低状态。因此，三相转换器中的一个相臂(可被定义为逆变器的特定激活状态的“参考”相)处于与另外两个具有相同状态的相臂(或者“非参考”相)的状态相反的状态。因此，非参考相在逆变器的激活状态期间均处于高状态或者均处于低状态。
图4a是栅极电压(vg和vge)和栅极电流相对于时间的图形表示400。这里，栅极电压以伏特(402)为单位被测量，栅极电流以安培(404)为单位被测量。栅极电压和栅极电流两者均相对于时间406被示出。常规的栅极电压(vg)分布曲线408连同在发射极和栅极之间测量的常规的栅极电压(vge)的分布曲线410和栅极电流(ig)分布曲线412一起被示出。在时间414处，将截止电压施加到igbt的栅极。截止电压是小于igbt的阈值电压的电压，并且截止电压通常为0伏特的dc电压或者基本上为0伏特。在该图示中，在时间414处施加截止电压之前，igbt以饱和模式导通。当施加了截止电压时，栅极到发射极电压(vge)分布曲线410在时间414处从稳定状态导通电压开始以基本上线性的速率减小，直到在时间416处达到米勒平台(millerplateau)。该分布曲线由于米勒平台上的米勒效应而从时间416到时间418一直保持基本恒定的电压。栅极到发射极电压将在时间418处在米勒平台效应之后以线性速率继续减小，直到在时间420处将来自igbt的栅极的电荷耗尽。
图4b是栅极电压(vg和vge)和栅极电流相对于时间的图形表示450。这里，栅极电压以伏特(452)为单位被测量，栅极电流以安培(454)为单位被测量。栅极电压和栅极电流两者均相对于时间456被示出。所提出的栅极电压(vg)分布曲线458连同在发射极和栅极之间测量的常规的栅极电压(vge)的分布曲线460和栅极电流(ig)分布曲线462一起被示出。这里，在时间464处施加截止电压，导致栅极到发射极电压在时间466处达到米勒平台。在时间468处，将电压脉冲施加到igbt的栅极，以降低栅极电流水平。在该示例中，所述电压脉冲被示出为具有直到时间472的线性减小尾部(lineardecreasingtail)的电压冲激(impulse)。线性减小曲线导致基本恒定的栅极电流，之后电压vge将恢复减小。这里，附加的电压脉冲的目的在于与常规的418至420的时间段相比保持468至474的时间段，而与常规的414至418的时间段相比缩短了464至468的时间段。
从时间468到时间472的栅极电流ig的幅值(ig_low)确定电流减小斜率和igbt电压尖峰。ig_low的绝对值越大，电压尖峰越高。ig_low被选择为使得igbt电压尖峰在系统的最坏操作状况(例如，高dc总线电压、高负载电流、低器件结温)下不超过安全限制。在一个实施例中，vg_step＝vg_threshold-ig*rg。其中，vg_threshold是igbt阈值电压，ig是栅极电流(诸如，ig_low)，rg是栅极电阻。一般来说，vg衰减斜率与vge衰减斜率相同，以便产生恒定的ig。斜率(dvg/dt)大致为ig_low/cies，其中，cies为在集电极短接到发射极的情况下在栅极端子与发射极端子之间测量的器件输入电容。
图5是相对于时间示出的栅极电压(vg)508、集电极和发射极之间的电压(vce)510以及集电极电流(ic)512的图形表示500。以伏特(502)为单位表示vg508和vce510，同时以电流504(安培)表示ig。在时间514处施加截止电压，从而导致集电极到发射极电压(vce)在时间516处增大。在时间516处增大之前，igbt工作在饱和模式下，并且vce等于饱和电压。在时间516处，igbt从饱和模式下的操作转换为线性模式下的操作。在从转换时间516开始的预定延迟之后，向igbt的栅极施加电压脉冲。所述预定延迟被示出为时间518和时间516之间的差。集电极电流被示出为基本恒定直到时间518，在时间518之后，因为vce由于施加到igbt的栅极的电压脉冲而超过dc总线电压，所以集电极电流减小。在该示例中，电压脉冲被示出为具有直到时间520的线性减小尾部的电压冲激。然而，电压脉冲可以是其它形式(包括矩形脉冲、三角形脉冲、锯齿形脉冲或冲激)。
图6a是用于在截止期间驱动igbt的栅极以降低开关损耗的方法的流程图600。在操作602，控制器接收用于使igbt器件截止的信号。该流程图600有益于参数的选择。例如，在操作604，控制器计算截止期间的相对于时间的期望的电流(ic)变化以及相对于时间的期望的电压(vce)变化。
在操作606，控制器计算在igbt的两个操作阶段期间的期望的栅极电流(ig)。第一阶段是从时间466到时间468的时间段，第二阶段是从时间468到时间472的时间段。
在操作608，控制器计算栅极电阻，其中，所述栅极电阻根据第一阶段期间的栅极电流被确定。
在操作610，控制器计算vg_step和斜降斜率，其中，vg_step和斜降斜率根据第二阶段期间的栅极电流和来自操作608的栅极电阻被确定。
图6b是用于在igbt截止期间驱动igbt的栅极以降低开关损耗的方法的流程图650。该流程图650在车辆动力传动系统运行时间期间是有益的。在操作652，控制器接收用于使igbt器件截止的信号。在操作654，控制器将igbt的栅极和发射极之间的电压从vg_on水平减小至截止水平。vg_on水平是高于igbt的阈值电压(vth)的水平并且通常为15v。截止水平是低于阈值电压的电压水平并且通常为0伏特。
在操作656，测量igbt的集电极和发射极之间的电压(vce)。类似地针对用于电力逆变器中的igbt，可监测跨电机的相臂的电压，或者在dc-dc转换器中，可监测图2中的标记“m”的电感器节点上的电压水平。
在操作658，控制器比较在操作656测量的电压是否大于预定值。例如，当igbt正在被操作时，igbt通常导通并且工作在饱和模式，使得集电极和发射极之间的电压处于饱和模式。当igbt处于饱和模式时，集电极到发射极电压相比于线性模式下操作的集电极到发射极电压是低的。这里，监测集电极到发射极电压以检测igbt何时从饱和模式转换到线性模式。vce的增大指示从饱和模式到线性模式的转换，然而，其它状况也可能导致vce的增大，例如，igbt温度的升高通常将使集电极到发射极电压增大。如果集电极到发射极电压未超过阈值，则控制器将继续在操作656监测所述电压。如果集电极到发射极电压超过阈值，则控制器将转到操作660。
在操作660，控制器向igbt的栅极施加处于阈值电压以上水平的电压脉冲。所述电压脉冲随后逐渐斜降至0伏特。在该示例中，所述电压脉冲是锯齿形脉冲，然而，所述电压脉冲也可以是冲激、方波脉冲、矩形脉冲、三角形脉冲、正弦脉冲或其它脉冲波形。这里，如图4b所示的锯齿形波形的使用示出了基于锯齿形脉冲的栅极电流的减小以及基本保持栅极电流。
在脉冲的水平返回到截止状态(诸如，0伏特)之后，栅极电压vg将保持截止水平直到下一个导通信号到达。
图7是igbt操作特性相对于时间710的图形表示。这里，操作特性包括施加到栅极电阻器的栅极电压(vg)、igbt的栅极和发射极之间的电压(vge)的分布曲线、与igbt的栅极关联的电流(ig)的分布曲线以及igbt的集电极和发射极之间的电压(vce)。该图形表示将两个栅极驱动系统(常规的栅极驱动和所提出的包括在器件截止期间的电压脉冲的栅极驱动)进行比较。分布曲线基于截止被对准，其中，如由常规的栅极驱动的截止开始时间712与所提出的栅极驱动的截止开始时间714之间的时间所示，常规的栅极驱动需要更长的截止时间。两个分布曲线中对准的是器件开始截止的时间，如图所示，在时间716处施加电压脉冲之前一点的时间，vce开始从饱和电压增大。这里，在指示从饱和操作到线性操作的转换的vce开始增大的时间与施加电压脉冲的时间716之间插入延迟。然而，在其它实施例中，可在vce转换时施加脉冲。示出了两个vg分布曲线(常规的栅极驱动的vg分布曲线718和包括在器件截止期间施加的电压脉冲的vg分布曲线720)。包括在器件截止期间施加的电压脉冲的vg分布曲线的优点包括截止时间的缩短。通过常规的栅极驱动在时间712处启动igbt截止的时间与所提出的栅极驱动在时间714处启动igbt截止的时间之间的差示出截止时间的缩短。
基于栅极电阻和常规栅极驱动在时间712处启动igbt截止的时间栅极和发射极之间的栅极电压(vge)被示出为在时间712之后开始降低。当所提出的栅极驱动在时间714处启动igbt截止时，如由分布曲线所示，栅极和发射极之间的栅极电压(vge)被示出为在时间714之后降低。
示出了两个vge分布曲线(常规的栅极驱动的vge分布曲线722和包括在器件截止期间施加的电压脉冲的vge分布曲线724)。常规的栅极驱动系统的增大的栅极电阻产生截止期间的更大的开关损耗。同样地，示出了两个ig分布曲线(常规的栅极驱动的ig分布曲线726和包括在器件截止期间施加的电压脉冲的ig分布曲线728)。由于所提出的栅极驱动系统的减小的栅极电阻，所以负的栅极电流较大，从而允许所提出的栅极驱动系统在截止期间具有较低的开关损耗。
示出了两个vce分布曲线(常规的栅极驱动的vce分布曲线730和包括在器件截止期间施加的电压脉冲的vce分布曲线732)。这里，示出了从饱和到截止的更快的转换，其中，脉冲减小了过冲，从而降低了截止期间的开关损耗。
图8a和图8b是igbt截止损耗相对于集电极电流的图形表示。所提出的igbt中的栅极驱动系统在各种操作状况(包括不同的电流水平和电压水平)下的损耗降低已经被示出为降低了35％至60％。
在图8a中，针对以200v的vce操作的系统，示出了以毫焦耳(mj)为单位显示的能量损耗802相对于集电极电流(ic)804的图形表示800。这里，示出了常规的栅极驱动系统的能量损耗分布曲线806以及所提出的栅极驱动系统的能量损耗分布曲线808。当vce为200v并且电流为300安培时，曲线图示出能量损耗的降低大约为35％，所述能量损耗的降低随着ic减小而减小。
在图8b中，针对以400v的vce操作的系统，示出了以毫焦耳(mj)为单位显示的能量损耗802相对于集电极电流(ic)804的图形表示850。这里，示出了常规的栅极驱动系统的能量损耗分布曲线810以及所提出的栅极驱动系统的能量损耗分布曲线812。当vce为400v并且电流为300安培时，曲线图示出能量损耗的降低大约为35％，所述能量损耗的降低随着ic减小而减小。
在此公开的处理、方法或算法可被传送到处理装置、控制器或计算机，或者通过所述处理装置、控制器或计算机实现，其中，所述处理装置、控制器或计算机可包括任何现有的可编程电子控制单元或专用的电子控制单元。类似地，所述处理、方法或算法可以多种形式被存储为可由控制器或计算机执行的数据或指令，其中，所述多种形式包括但不限于信息被永久地存储在非可写存储介质(诸如，只读存储器(rom)装置)中以及信息被可变地存储在可写存储介质(诸如，软盘、磁带、致密盘(cd)、随机存取存储器(ram)装置以及其它磁介质和光学介质)中。所述处理、方法或算法也可在软件可执行对象中实现。可选地，可使用合适的硬件组件(诸如，专用集成电路(asic)、现场可编程门阵列(fpga)、状态机、控制器或者其它硬件组件或装置)或者硬件组件、软件组件和固件组件的组合来整体或部分地实现所述处理、方法或算法。
虽然以上描述了示例性实施例，但是并不意在这些实施例描述权利要求所涵盖的所有可能形式。说明书中所使用的词语是描述性词语而非限制性词语，并且应理解的是，可在不脱离本公开的精神和范围的情况下做出各种改变。如前所述，可将各个实施例的特征进行组合以形成本发明的可能未被明确描述或示出的进一步的实施例。尽管针对一个或更多个期望特性，各个实施例可能已经被描述为提供优点或优于其它实施例或现有技术的实施方式，但是本领域普通技术人员应认识到，根据具体的应用和实施方式，一个或更多个特征或特性可被折衷以实现期望的整体系统属性。这些属性可包括但不限于成本、强度、耐用性、生命周期成本、市场性、外观、包装、尺寸、可维护性、重量、可制造性、装配的容易性等。因此，被描述为在一个或更多个特性方面不如其它实施例或现有技术的实施方式的实施例并非在本公开的范围之外，并且可被期望用于特定的应用。
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