用于控制触觉致动器的设备和方法与流程

本公开涉及一种用于控制触觉致动器的设备和方法。具体地说，本发明涉及一种用于控制线性共振致动器或偏心旋转质量块的设备和方法。

背景技术：

触觉致动器常与电子装置一起使用以便向用户提供传感信号，也被称为触觉反馈。例如，移动电话经常装备有触觉致动器，其振动以便为用户提供通知，例如作为已经接收文本消息的警报。

为此，已经开发了不同类型的触觉致动器，其中有偏心旋转质量块(ERM)和线性共振致动器(LRA)。

ERM基于驱动偏心质量块的单相DC电动机。所述系统不对称，使块自转制造与块的速度除以旋转半径成比例的力，所述力然后由用户感受到。在质量块旋转时，反电动势(BEMF)跨电动机生成，其与制造它的源极的电压相反。BEMF与质量块的旋转频率成比例，并且可用于向操作电动机的控制器提供反馈。

ERM具有相对较慢的开机时间和将电转换为机械能的较低效率。另外，ERM的振动强度取决于振荡频率。这些特性限制ERM对于触觉应用的使用。

LRA基于耦合到支持永磁铁的弹簧的感应线圈。在操作中，弹簧和质量块系统沿着单个轴线移动。当电流在一个方向上传送穿过线圈时，其制造排斥磁铁的磁场。当在另一方向上传送电流时，磁场吸引磁铁。所述系统具有通常在50Hz-300Hz范围内的机械共振频率。共振频率及时提供最佳推/拉组合以便以磁铁的最大加速度驱动它。另外，所述系统具有相对较高的Q因数，这意味着当驱除共振时，其产生较小运动。LRA的BEMF与其振幅成比例。

与ERM相比，LRA在将电转换为机械能中大致有效两倍。另外，LRA向用户提供良好控制的触觉反馈，因为仅系统的振动幅度改变并且其频率不改变。

LRA的共振频率由于制造工艺改变。因此，共振频率可不同于具体值，具有约10％的误差。另外，共振频率取决于电动机附接的质量块、温度、寿命降低和电动机振动的幅度(共振点基于AC信号幅度变化)。所有这些变化意味着以固定频率驱动LRA不足以实现最大系统性能。另外，即使特定电动机的共振频率在向其施加信号前已知，信号本身可改变共振点。这些因素意味着在最有效和最高振动强度点驱动LRA电动机需要主动跟踪共振频率的闭环系统。

不同系统已经被设计以控制ERM和LRA。在这些系统中，触觉致动器由电压信号驱动，并且BEMF被感测并用作反馈信号。在第一方法中，可仅一旦触觉致动器的驱动已经中断感测BEMF。在第二方法中，感测通道用于即时感测穿过LRA的电流和电压。这允许在任何时候监控触觉致动器的操作频率，但需要复杂的模拟设计和显著的数字处理，这增加了系统的足迹和功耗。

本发明的目标是解决一个或多个上面提到的限制。

技术实现要素：

根据本公开的第一方面，提供一种触觉系统，其包括触觉致动器；电压传感器，其耦合到触觉致动器，以便感测跨触觉致动器的电压，其中跨触觉致动器的电压包括反电动势分量；以及电流调节器，其耦合到触觉致动器和电压传感器；电流调节器被适配成提供电流信号以便驱动触觉致动器并基于反电动势分量调整电流信号。

例如，跨触觉致动器的电压可以是直流电压或电压的表示，诸如电压的过滤值。

任选地，触觉系统包括控制器，其耦合到电流调节器和电压传感器；控制器被适配成接收跨触觉致动器的电压，并且向电流调节器提供控制信号。

任选地，控制信号可被适配成调整电流信号的幅度和相位中的至少一个。

例如，控制器可被适配成生成用于调整电流信号的幅度的第一控制信号和用于调整电流信号的相位的第二控制信号。

任选地，控制器可被适配成从电压提取反电动势分量并至少部分基于反电动势分量生成控制信号。

任选地，电流信号可包括在时间窗口期间基本上保持不变的部分；并且电压传感器可被适配成在时间窗口内的时点处感测跨触觉致动器的电压。

任选地，控制器可被适配成监控反电动势分量的参数；并且基于所述参数生成控制信号。

任选地，控制器可被适配成比较参数与参考值。

任选地，参数包括反电动势分量的幅度、相位和频率中的至少一个。

任选地，电流调节器包括耦合到电流控制环路的电流驱动器。

任选地，电流控制环路包括用于感测电流信号的电流传感器和用于比较电流信号与控制信号并生成误差信号的比较器。

例如，控制信号可以是直流信号或信号的表示，诸如信号的过滤值。

根据本公开的第二方面，提供一种用于控制触觉致动器的设备，所述设备包括电压传感器，其用于感测跨触觉致动器的电压；其中跨触觉致动器的电压包括反电动势分量；以及电流调节器；电流调节器被适配成提供电流信号以便驱动触觉致动器并基于反电动势分量调整电流信号。

根据本公开的第三方面，提供一种移动装置，其包括触觉系统；触觉系统包括触觉致动器；电压传感器，其耦合到触觉致动器，以便感测跨触觉致动器的电压，其中跨触觉致动器的电压包括反电动势分量；以及电流调节器，其耦合到触觉致动器和到电压传感器；电流致动器被适配成提供电流信号以便驱动触觉致动器并基于反电动势分量调整电流信号。

参考本公开的第一方面描述的选项也是本公开的第二方面和第三方面共有的。

根据本公开的第四方面，提供一种操作触觉致动器的方法，其包括提供电流信号以便驱动触觉致动器；当驱动触觉致动器时感测跨触觉致动器的电压；其中跨触觉致动器的电压包括反电动势分量；以及基于反电动势分量调整电流信号。

任选地，所述方法包括从所感测电压提取反电动势分量。

任选地，所述方法包括在电流信号基本上保持不变期间识别时间窗口；以及在时间窗口内的时点处感测跨触觉致动器的电压。

任选地，调节电流信号包括基于反电动势分量生成控制信号。

任选地，所述方法包括监控反电动势分量的参数；以及基于所述参数生成控制信号。

任选地，生成控制信号包括比较参数与参考值。

任选地，参数包括反电动势分量的幅度、相位和频率中的至少一个。

任选地，所述方法包括感测电流信号，比较电流信号与控制信号，以及生成误差信号。

附图说明

通过举例的方式并且参考附图在下文进一步详细描述本公开，在附图中：

图1是根据现有技术的触觉系统；

图2是示出图1的转换器的工作的时序图；

图3是根据现有技术的另一个触觉系统；

图4是根据现有技术的又一触觉系统；

图5是示出图4的系统的工作的时序图；

图6是操作触觉致动器的方法的流程图；

图7是用于实现图6的方法的触觉系统的图；

图8是图7的触觉系统的示例性实施方案；

图9是示出图8的系统的工作的时序图；

图10是示出图8的系统的工作的另一个时序图；

图11(a)是用于驱动触觉致动器的具有梯形波形的电流信号；

图11(b)是用于驱动触觉致动器的具有阶跃正弦波形的电流信号；

图12是电流调节器的图；

图13是另一个电流调节器的图；

图14是示出ERM触觉系统的工作的时序图。

具体实施方式

图1示出根据现有技术的触觉系统100。所述系统包括连接到电路110以便调节施加到LRA的电压信号的LRA 105。电路110包括差分H桥驱动器和脉宽调制控制器。LRA 105被建模为与第一电感器L1串联的第一电阻器R1，其与第二电阻器R2结合，第二电阻器R2与第二电感器L2和电容器C2并联。LRA的磁质量块的运动由R2、L2和C表示，而LRA的内部线圈由R1和L1表示。

在操作中，LRA 105由差分H桥驱动器110提供的AC电压信号驱动。H桥驱动器使用处于20kHz的脉宽调制(PWM)信号以便提供跨LRA 105的低频(30Hz-300Hz)电压信号。

当存在PWM信号时，输出电压可推导为

其中I是电流驱动，R是LRA的电阻，L是LRA的电感，并且VBEMF是反电动势电压。

图2示出由差分H桥驱动器110提供的AC驱动电压信号210。

在时间t0与t1之间，操作差分H桥以便提供正驱动电压210。在时间t1处，差分H桥停止驱动LRA。

在时间t1与t2之间，差分H桥的四个开关打开，并且驱动电压210是零。分量IR和Ldi/dt是空值。

LRA具有机械惯性，因此即使在较短时间段内未驱动它，它将继续移动并生成VBEMF。当分量Ldi/dt达到零时，Vout＝VBEMF。在这个时点，感测BEMF以及其在控制环路中使用的幅度和相位以便调整驱动电压信号210的驱动频率，以便匹配LRA的共振频率。

在时间t2处，操作差分H桥以便提供负驱动电压210。差分H桥继续驱动跨LRA的电压直到t3处的下一个零交叉。

测量BEMF允许监控LRA电动机振动幅值，这进而不仅允许共振跟踪而且允许主动加速和制动。为了加速LRA，差分H桥将LRA超速驱动高于其靶电压值以便使BEMF(以及振动幅值)达到预期水平。此时，驱动强度减少到意图的标称值。为了制动，应用了反向过程。驱动信号相对于BEMF翻转180度，这引起电动机减速并停止。此时，驱动器停止施加任何信号。

图3示出另一个振动系统300。在这个实例中，触觉致动器是ERM。ERM可建模为与电感器串联的电阻器，以及表示BEMF的电压源。

在操作中，差分H桥用于驱动具有DC电压的ERM。电压越高，质量块的旋转频率越高，并且加速度越大。制动通过反转跨ERM的电压执行。

BEMF与电动机的旋转速度成比例。换言之，旋转频率与跨电动机生成的反电动势成正比。

输出电压可表述为

其中I是电流驱动，R是ERM的电阻，L是ERM的电感，并且VBEMF是反电动势电压。

当差分H桥处于高阻抗状态中时感测DC BEMF，即，H桥的四个开关打开。电路110用于调节施加到ERM的电压信号。

参考图1至3描述的方法需要停止驱动触觉致动器以便执行BEMF的测量。因此，这种方法防止连续驱动触觉致动器。

图4示出根据现有技术的另一个振动系统400。在这个实例中，LRA 405连接到包括H桥D类放大器的电路410。

在操作中，D类放大器提供跨LRA 405的电压。电压和电流感测通道(未示出)用于即时感测穿过LRA的电流和电压。这允许监控系统是否以共振频率操作。电路410然后用于调节施加到LRA的电压。

这种方法允许LRA阻抗的提取，但需要相对较大的电路。图4的电路比图1的电路大大致2至3倍。这种方法还需要高精度ADC和D类放大器，这显著增加了功耗。

图4的系统还可通过在启动时向LRA提供阶跃输入并通过测量LRA的共振频率来操作。这种方法提供LRA共振的良好初始推测，但不允许共振的连续跟踪。另外，这个方法不允许主动加速或制动。

图5将样品LRA的阻抗的实数部分和虚数部分示为频率的函数。在175Hz的共振频率处，阻抗的实数部分达到最大值。当驱动跨LRA的恒电压时，穿过LRA的电流在共振时减少。

图6示出根据本公开驱动触觉致动器的方法。

在步骤610处，提供电流信号以便驱动触觉致动器。在步骤620处，当驱动触觉致动器时，跨触觉致动器测量电压。跨触觉致动器的电压包括反电动势(BEMF)分量。例如，BEMF分量可以是反电动势电压VBEMF。在步骤630处，基于反电动势分量调整电流信号。所述方法可包括从所感测电压提取反电动势(BEMF)分量。

这个方法可用于在不增加系统的复杂性的情况下实现精确触觉反馈。这意味着触觉系统可利用较小足迹实现，从而使其适用于与移动装置和可穿戴应用一起使用。使用以上方法还减少系统的功耗。

图7示出用于实现图6的方法的触觉系统700。所述系统包括触觉致动器705、电流调节器710、电压传感器715以及控制器720。

触觉致动器705可以不同方式来实现。例如，触觉致动器可以是被适配成移动质量块，诸如偏心旋转质量块(ERM)或线性共振致动器(LRA)的装置。

电流调节器710具有用于从控制器720接收控制信号的输入和用于向触觉致动器705提供电流的输出。电流调节器710被适配成使用控制信号调整电流信号。电压传感器715耦合在触觉致动器705与控制器720之间。电压传感器715被适配成感测跨触觉致动器的电压。控制器720耦合到电流调节器710。控制器720被适配成接收跨触觉致动器的电压，并且至少部分基于跨触觉致动器的电压向电流调节器提供控制信号。电压可以是直流电压或电压的表示，诸如电压的过滤值。控制器720具有用于从电压传感器715接收电压值的第一输入、用于接收操作信号的第二输入以及用于提供控制信号的输出。操作信号可以是用于根据具体情况开始或停止触觉致动器的信号。当考虑移动电话的实例时，操作信号可例如由呼入呼叫或消息触发。可替代地，操作信号可通过用户触摸移动电话的屏幕或键盘来触发。

电流调节器710可以不同方式来实现。例如，电流调节器可包括耦合到电流控制环路的驱动器，诸如差分H桥。电流控制环路可使用例如PWM或线性控制技术。

在操作中，电流调节器710向触觉致动器705提供电流信号。电压传感器715感测跨触觉致动器的电压Vout并向控制器720发送反馈信号。例如，反馈信号可等于Vout或与其成比例。

控制器720可以不同方式操作。在第一方法中，控制器720从反馈信号提取BEMF分量。这可通过从所测量电压Vout减去项目IR实现，如由以上等式(1)表述。这种减法可使用R和I的已知值数字地执行。可替代地，减法可通过去除在采样周期的结束处测量的电压值执行，例如在图9的时间t2处测量的值。

控制器720然后比较BEMF分量的参数与参考值。例如，控制器可比较BEMF分量的幅度、相位或频率中的至少一个与参考值。例如，控制器720可比较BEMF分量的幅度与最大值。可替代地或组合地，控制器可相比于电流驱动信号识别BEMF信号的相位。

在第二方法中，在不提取BEMF分量VBEMF的情况下使用反馈信号，例如输出电压Vout。在这个情况下，输出电压Vout的幅度可在一个或多个时点处测量。所测量的幅度是BEMF分量的函数。例如，输出电压Vout的幅度可在BEMF分量VBEMF的最大幅度预期发生的时点处测量。例如，参考图9，其中触觉致动器以共振频率操作，这个点可以是时间t0与t2之间的中点，或时间t2与t4之间的中点。在这个点处测量的输出电压的幅度然后可与已知值比较。例如，当以某个工作状态操作触觉致动器时，已知值可以是Vout的幅度的参考值。例如，当触觉致动器以共振频率操作时，Vout在某个时点处的已知幅度。

使用第一方法或第二方法，控制器可能够识别致动器的操作状态。例如，致动器可以共振频率或偏共振操作，致动器可减速或加速等……控制器720然后生成一个或多个控制信号以便调整驱动触觉致动器的电流信号。

控制信号可基于致动器的相比于操作的所需水平的操作的电流水平生成。例如，控制器可接收操作信号以便以共振频率驱动触觉致动器。所生成的控制信号然后发送到电流调节器710。电流调节器然后调整对控制信号使用的电流信号。例如，电流调节器可改变电流信号的幅度和频率中的至少一个。

图8是触觉系统800的示例性实施方案。在这个实例中，触觉致动器是具有第一终端和第二终端的LRA 805。电流调节器810包括耦合到电流控制环路的差分H桥。差分H桥具有由耦合到第一驱动器的两个功率开关形成的第一桥和由耦合到第二驱动器的另两个功率开关形成的第二桥。差分H桥具有耦合到LRA的第一终端的第一输出和耦合到LRA的第二终端的第二输出。电流控制环形电路具有用于从控制器820接收控制信号的第一输入、用于从差分H桥接收电流值的第二输入，以及用于控制差分H桥的第一驱动器和第二驱动器的两个输出。

电压传感器815包括耦合到模数转换器ADC的前置放大器。前置放大器具有耦合到第一终端的输出的第一输入、耦合到LRA的第二终端的第二输入，以及耦合到ADC的输入的输出。

控制器820可以是用于跟踪BEMF频率和幅度的数字控制器。例如，控制器可包括比例积分微分(PID)控制器。例如，PID控制器可用于调整驱动频率以便匹配触觉致动器的共振频率。PID控制器还可用于将驱动频率调整为大于触觉致动器的共振频率，以便实现超速驱动。控制器820具有用于从电压传感器815接收电压值的第一输入以及用于提供控制信号的至少一个输出。在本实例中，控制器具有分别用于提供第一控制信号和第二控制信号的第一输出和第二输出。第一控制信号可被适配成控制驱动电流的极性，并且第二控制信号可被适配成控制驱动电流的DC值。

图9是示出8的系统的工作的时序图，其示出电流驱动910、反电动势电压920和输出电压Vout 930的轮廓。

在这个实例中，电流驱动信号910是方形波信号。例如，输出电流可在-50mA与+50mA之间改变极性。可替代地，电流驱动信号可具有另一个AC波形，诸如正弦波形、阶跃正弦波形或梯形波形。图9表示LRA以共振或接近共振的操作。在这个操作状态中，电流信号910以等于或接近触觉致动器的共振频率的频率改变极性。因此，反电动势电压920与电流驱动信号910同相。

跨LRA的输出电压Vout 930可由等式(1)表述为：Vout＝IR+Ldi/dt+VBEMF，其中I是电流驱动，R是振动器的电阻，L是LRA的电感，并且VBEMF是反电动势电压。

驱动周期在时间t0与t4之间延伸。在时间t0处，电流驱动930开始增加。

在时间t0与t1之间，电流910从负电流值增加到正电流值。在这个时间期间，Vout的di/dt分量是正的。输出电压930示出陡峭正尖峰信号。

在时间t1处，电流驱动930已经达到其最正值。在时间t1与t2之间，电流驱动910基本上保持不变。在这个时间期间，Vout的di/dt分量是零或接近零。Vout的IR分量是正恒定值。因此，输出电压930对应于增加到正VBEMF分量的正DC分量(IR)。

在时间t2处，电流驱动910开始减少。在时间t2与t3之间，电流从正电流值减少到负电流值。在这个时间期间，Vout的di/dt分量是负的。

在时间t3处，电流驱动910已经达到其最负值。在时间t3与t4之间，电流驱动910基本上保持不变。在这个时间期间，Vout的di/dt分量是零或接近零。Vout的IR分量是负恒定值。因此，输出电压930对应于增加到负VBEMF分量的负DC分量(IR)。

在时间窗口t1-t0和t3-t2期间通常不测量输出电压，因为在这些时间窗口期间执行的任何测量将通过电流调节器和电压传感器的稳定行为损坏。输出电压的替代测量在这些时间窗口外执行。

在时间窗口t2-t1和t4-t3期间，电压传感器815对输出电压Vout＝IR+VBEMF进行采样。电压传感器的前置放大器部分还过滤出PWM噪声。控制器820接收输出电压Vout并提取VBEMF。控制器然后用于监控VBEMF的幅度和频率的变化。例如，控制器820可比较VBEMF的相位与电流信号的相位。当触觉致动器处于共振时，VBEMF的幅值最大，并且VBEMF与电流驱动信号同相。控制器820然后生成一个或多个控制信号以便调整电流信号。

可实现控制器820以执行不同功能性。例如，主动超速驱动可通过调整DC电流的水平完成。制动可通过倒转驱动电流信号的相位实现。例如，制动事件可通过延迟电流极性改变实现，使得极性在全周期而不是半周期翻转。所得波形将因此与初始信号180度异相。

电流环形电路然后从控制器820接收至少一个控制信号并使用控制信号以调整电流驱动信号。控制信号可用于调整电流信号的幅度和相位中的至少一个。例如，控制电流环形电路可使用控制信号以在两个顺序极性变化事件之间调整时长。控制信号可用于调整驱动电流的驱动周期(因此驱动频率)以便达到触觉致动器的共振。因此，调整电流信号以实现所需效果，诸如触觉致动器的主动加速或制动。

图10示出通过模拟根据图8的系统获得的电流信号1010和输出电压1030。输出电压1030的正部分的特写绘制1040示出信号的BEMF分量随着LRA加速增加。对应于Vout的di/dt分量的尖峰在极性变化期间也可见。如以上所述，电流驱动信号不限于方波波形信号。

图11(a)和11(b)分别示出具有梯形1110和阶跃正弦波形1120的电流驱动信号的实例。波形1110和1120具有对应于电流信号基本上保持不变并可测量输出电压的时间窗口的多个平坦部分。这些时间窗口的持续时间可根据波形的特性改变。通过利用具有梯形的波形驱动触觉致动器，可能减少系统的功率耗散。功率耗散可通过利用具有阶跃正弦波形的电流信号驱动触觉致动器来进一步减少。然而，在这个情况下，系统的设计将变得更复杂。例如，电压滤波器和电流环路将需要更快的稳定时间。这可通过实现具有高阶过滤或宽带宽的装置实现。

还将可能使用正弦波形驱动触觉致动器。在这个实例中，将在对应于正弦波形的最大幅度或最小幅度的时点处测量跨触觉致动器的输出电压。

图8的触觉系统还可用于驱动ERM。在这个情况下，电流调节器可操作以提供DC电流而不是AC电流。如果利用差分H桥实现电流调节器，系统仍然可用于ERM通过改变驱动电流的极性的主动加速和制动。

图12示出耦合到LRA 1205的示例性电流调节器电路。电流调节器电路包括连接到差分H桥的电流控制环路。电流控制环路由耦合到电流镜的集成数模转换器IDAC 1210形成，电流镜由晶体管M1 1215和M2 1220形成。晶体管M2尺寸上大于M1。例如，M2可比M1大一千倍。差分H桥驱动器包括耦合到晶体管M3 1230和M4 1235的第一驱动器1225；以及耦合到晶体管M5 1240和M6 1245的第二驱动器1250。晶体管M3、M4、M5和M6被布置以形成H桥。晶体管M1、M2、M3和M5可以是P通道MOSFET，而晶体管M4和M6可以是N通道MOSFET。M3的漏极在开关节点S1处耦合到M4的漏极，并且M5的漏极在开关节点S2处耦合到M6的漏极。LRA 1205连接到开关节点S1和S2。晶体管M2的漏极耦合到晶体管M3和M5的源极。

在操作中，IDAC从控制器(未示出)接收第一数字信号以便控制电流信号的幅度。数字信号由IDAC转换为电流I1。改变电流I1也改变穿过晶体管M2的电流I2。因此，通过改变I1，电路可调整由差分H桥向LRA提供的驱动电流的幅度。驱动器1225从控制器接收第二数字信号以便控制电流信号的极性。

图13示出耦合到LRA的电流调节器电路的另一个实例。差分H桥与参考图12描述的差分H桥相同，相同参考号用于描述相同部件。电流控制环路包括误差放大器1305、比较器1310以及有限状态机(FSM)1315。

电流传感器1320耦合到差分H桥的输出。例如，电流传感器1320耦合到开关节点S1以便感测驱动电流。

误差放大器1305具有用于接收由电流传感器1320感测的电流值的第一输入、用于从连接到控制器(未示出)的DAC 1325接收信号的第二输入，以及耦合到过滤器1330的一个输出。DAC被适配成从控制器接收第一控制信号。

比较器1310具有用于接收过滤器1330的输出的第一输入、耦合到斜波发生器1335的第二输入以及耦合到FSM 1315的输出。

FSM 1315具有用于接收比较器1310的输出的第一输入、用于从控制器接收第二控制信号以便控制电流信号的极性的第二输入以及用于从PWM生成器(未示出)接收脉宽调制(PWM)信号的第三输入。FSM具有耦合到差分H桥的一个输出。例如，FSM连接到驱动器1225和驱动器1250。

在操作中，DAC 1325从控制器接收第一控制信号以便控制电流信号的幅度。控制信号是由DAC转换为模拟信号的数字信号。误差放大器基于从DAC接收的模拟控制信号和从电流传感器1320接收的电流值生成误差信号。误差信号由过滤器1330过滤。比较器1310比较误差信号与由斜波发生器1335生成的斜波信号，并且向FSM提供逻辑信号。

FSM接收来自比较器1310的逻辑信号、来自控制器的第二控制信号和PWM信号，并且提供逻辑信号以便控制差分H桥的晶体管M3、M4、M5和M6。

图13的电流调节器比图12的电流调节器更节能。

图14示出由电流调节器提供的电流驱动1410和跨ERM施加的输出电压Vout 1430的轮廓。

在时间t0处，穿过ERM的电流1410开始增加并且跨ERM的电压1430急剧增加。

在时间t0与t1之间，电流1410保持增加高达最大值。例如，时间t1-t0可以是100μs-200μs。在这个周期期间，电压1430减少。

在时间t1处，电流1410已经达到最大值并且电压1430达到局部最小。此时，VBEMF是空值或具有可忽略不计的值。

在时间t1与t2之间，当以全速操作ERM时，VBEMF在时间t2处增加到达到最大值。

ERM具有相对较长的启动时间，处于数百毫秒级，因此VBEMF花费一定量的时间以跨电动机建立。因此，在启动时，一旦电流环路已经稳定(100μs-200μs)，跨ERM的电压将等于IR降加可忽略不计量的BEMF。

通过在时间t1处或围绕时间t1采取样品测量，当VBEMF大致是零时，可能获得对应于V0ut的值的参考。VBEMF(t)的值可根据等式(3)通过在较晚时间测量V0ut获得

VBEMF(t)＝VOut(t)-VOut(t1) (3)

技术人员将理解，在不脱离本公开的情况下，所公开布置的变化是可能的。尽管已经参考LRA和ERM致动器描述了本公开的触觉系统，但是可使用其他类型的触觉致动器。例如，所述系统可与电激活聚合物致动器或压电致动器一起使用。因此，具体实施方案的以上描述仅作为示例并且不为了限制的目的。将对技术人员清楚的是可在不显著改变所描述操作的情况下做出较小修改。