一种抽头耦合电感式非隔离型直流升压变换器及调制方法与流程

本发明涉及一种电力电子功率变换技术领域，具体涉及一种抽头耦合电感式非隔离型直流升压变换器及调制方法。

背景技术：

直流升压变换器是一类重要电力电子变换装置，在开关电源、可再生能源发电以及直流电力系统中存在广泛应用。一般直流升压变换器按照输入-输出侧是否实现电气隔离可分为隔离型与非隔离型两类。其中非隔离型直流升压变换器，具有效率高、功率密度大的优点，广泛使用于光伏发电、开关电源供电、主动功率因数校正等领域，其代表性拓扑为经典boost拓扑结构。

受制于其工作原理，经典boost拓扑升压能力较弱，且开关管所承受电压应力较大，不适合应用在：

电压等级较高场合(如直流配电网、大型直流光伏电站、直流风电场)和需要较大升压比的场合。

技术实现要素：

为解决上述现有技术中的不足，本发明的目的是提供一种抽头耦合电感式非隔离型直流升压变换器及调制方法，升压能力得到进一步提升，在相同调制模式与工作占空比下，稳态直流电压增益显著高于既有拓扑结构，从而可以在相同工况下采用更小的占空比，提升效率。

本发明的目的是采用下述技术方案实现的：

本发明提供一种非隔离型三电平直流升压变换器，其改进之处在于，包括：带有中间抽头的耦合电感、四个二极管、两个全控型电力电子开关器件和两个电容器；所述带有中间抽头的耦合电感的一端与电源输入端的正极连接，另一端与第四二极管的阳极连接；所述第四二极管的阴极分别与第三二极管的阴极和第一二极管的阳极连接；所述第三二极管的阳极连接在耦合电感的中间抽头处；所述第一二极管的阴极与电源输出端的正极连接；所述第二二极管的阴极与电源输入端的负极连接，阳极与电源输出端的负极连接；

所述两个全控型电力电子开关器件分别为第一全控型电力电子开关器件s1和第二控型电力电子开关器件s2；所述两个电容器分别为第一电容器和第二个电容器；其中第一全控型电力电子开关器件s1的源极分别与第四二极管的阴极和第一二极管的阳极连接；漏极与第二全控型电力电子开关器件s2的源极连接；第二控型电力电子开关器件s2的漏极分别与电源输入端的负极和第二二极管的阴极连接；第一个电容器的正极分别与所述第一二极管的阴极和电源输出端的正极连接；第一电容器的负极与另一个电容器的正极连接；第二个电容器的负极分别与第二二极管的阳极和电源输出端的负极连接；第一全控型电力电子开关器件s1和第二全控型电力电子开关器件s2之间的连接点与两个电容器之间的连接点连接。

进一步地，所述带有中间抽头的耦合电感为双绕组形式。

进一步地，所述第一二极管用于第一全控型电力电子开关器件s1导通时第一电容器经由第一全控型电力电子开关器件s1支路放电，所述第二二极管用于第二全控型电力电子开关器件s2导通时第二电容器经由第二全控型电力电子开关器件s2支路放电，所述第三二极管用于阻止非过导通调制或过导通调制下抽头耦合电感释放能量时l2非同名端电流灌入中间抽头点，第四二极管用于阻止非过导通调制或过导通调制下抽头耦合电感充入能量时中间抽头点电流灌入l2非同名端。

进一步地，第一全控型电力电子开关器s1和第二全控型电力电子开关器件s2均反并联有二极管。

进一步地，所述直流升压变换器具有非过导通调制和过导通调制模式。

进一步地，所述升压变压器的升压能力由调制模式、导通占空比或直通占空比，以及带有中间抽头的耦合电感两段匝数比决定。

本发明还提供一种抽头耦合电感式非隔离型直流升压变换器的调制方法，其改进之处在于：

所述升压变压器包括带有中间抽头的耦合电感、四个二极管、两个全控型电力电子开关器件和两个电容器；所述带有中间抽头的耦合电感的一端与电源输入端的正极连接，另一端与第四二极管的阳极连接；所述第四二极管的阴极分别与第三二极管的阴极和第一二极管的阳极连接；所述第三二极管的阳极连接在耦合电感的中间抽头处；所述第一二极管的阴极与电源输出端的正极连接；所述第二二极管的阴极与电源输入端的负极连接，阳极与电源输出端的负极连接；

所述两个全控型电力电子开关器件分别为第一全控型电力电子开关器件s1和第二控型电力电子开关器件s2；所述两个电容器分别为第一电容器和第二个电容器；其中第一全控型电力电子开关器件s1的源极分别与第四二极管的阴极和第一二极管的阳极连接；漏极与第二全控型电力电子开关器件s2的源极连接；第二控型电力电子开关器件s2的漏极分别与电源输入端的负极和第二二极管的阴极连接；第一个电容器的正极分别与所述第一二极管的阴极和电源输出端的正极连接；第一电容器的负极与另一个电容器的正极连接；第二个电容器的负极分别与第二二极管的阳极和电源输出端的负极连接；第一全控型电力电子开关器件s1和第二全控型电力电子开关器件s2之间的连接点与两个电容器之间的连接点连接。

对升压变压器进行非过导通调制，获得非过导通调制模式下的电压增益；

对升压变压器进行过导通调制，获得过导通调制模式下的电压增益。

进一步地：所述对升压变压器进行非过导通调制，获得非过导通调制模式下的电压增益，包括：

在非过导通调制模式下根据升压变压器电路的3种工作状态确定抽头耦合电感的线圈电压；

根据抽头耦合电感的线圈电压确定稳态下输出电压平均值与输入电压间关系；

稳态下输出电压平均值与输入电压间关系确定非过导通调制模式下升压变压器电路的电压增益。

进一步地：所述在非过导通调制模式下升压变压器电路的3种工作状态，包括：

(1)第一全控型电力电子开关器件s1＝1，第二全控型电力电子开关器件s2＝0时的工作状态；

(2)第一全控型电力电子开关器件s1＝0，第二全控型电力电子开关器件s2＝0时的工作状态；

(3)第一全控型电力电子开关器件s1＝0，第二全控型电力电子开关器件s2＝1时的工作状态。

进一步地：当处于第一全控型电力电子开关器件s1＝1，第二全控型电力电子开关器件s2＝0时的工作状态时，此时第三二极管与第二二极管导通，第一二极管与第四二极管截止，由kvl定律得到：

uin＝ul1-on+uc2(1)

当两个电容的电压充分大时，得到：

针对抽头耦合电感l1与l2，依据法拉第电磁感应定律得到：

当抽头耦合电感为理想器件时，得到：

φ1＝φ2(5)

令n＝n1/n2，由式(2)-(4)联立得到：

ul2-on/off＝nul1-on/off(6)

当处于第一全控型电力电子开关器件s1＝0，第二全控型电力电子开关器件s2＝0时的工作状态时，第一、二和四二极管导通，第三二极管截止，由kvl定律得到：

uin＝ul1-off+ul2-off+uout(7)

当处于第一全控型电力电子开关器件s1＝0，第二全控型电力电子开关器件s2＝1时的工作状态时，第一、三二极管导通，第二、四二极管截止，由kvl得到：

uin＝ul1-on+uc1(8)

联立式(1)(2)(6)(7)(8)得：

采用非过导通调制时令，则依据电感伏秒平衡原理，得到：

f1·ul1-on+(1-f1)·ul1-off＝0(11)

联立式(9)-(11)，得到稳态下输出电压平均值与输入电压间关系式为：

则非过导通调制模式下结构电压增益为：

式中：ul1-on/off表示非过导通调制模式下抽头耦合电感充能/放能状态下线圈l1两侧电压，ul2-on/off表示非过导通调制模式下抽头耦合电感充能/放能状态下线圈l2两侧电压，ul1-on表示非过导通调制模式下抽头耦合电感充能状态下线圈l1两侧电压，ul1-off表示非过导通调制模式下抽头耦合电感放能状态下线圈l1两侧电压；ul2-on表示非过导通调制模式下抽头耦合电感充能状态下线圈l2两侧电压，ul2-off表示非过导通调制模式下抽头耦合电感放能状态下线圈l2两侧电压；uin表示电路输入电压平均值，uout表示电路输出电压平均值；g1为非过导通调制模式下的电压增益，f1为非过导通调制下，一个开关周期内开关管s1与s2累计导通时间的占比，n为有中间抽头的耦合电感两段匝数比，n＝n2/n1；φ1和φ2分别为抽头耦合电感l1和l2的电磁感应。

进一步地：所述对升压变压器进行过导通调制，获得非过导通调制模式下的电压增益，包括：

在过导通调制模式下根据升压变压器电路的3种工作状态确定抽头耦合电感的线圈电压；

根据抽头耦合电感的线圈电压确定稳态下输出电压平均值与输入电压间关系；

稳态下输出电压平均值与输入电压间关系确定过导通调制模式下升压变压器电路的电压增益。

进一步地：所述在过导通调制模式下升压变压器电路的3种工作状态，包括：

第一全控型电力电子开关器件s1＝1，第二全控型电力电子开关器件s2＝0时的工作状态；

第一全控型电力电子开关器件s1＝1，第二全控型电力电子开关器件s2＝1时的工作状态；

第一全控型电力电子开关器件s1＝0，第二全控型电力电子开关器件s2＝1时的工作状态。

进一步地：在过导通调制模式下，当处于第一全控型电力电子开关器件s1＝1，第二全控型电力电子开关器件s2＝0时的工作状态时，第二、四二极管导通，第一、三二极管截止，由kvl定律得到：

uin＝ul1-nsh+ul2-nsh+uc2(14)

当处于第一全控型电力电子开关器件s1＝1，第二全控型电力电子开关器件s2＝1时的工作状态时，升压变压器电路处于直通状态，第三二极管导通，第一、二、四二极管截止，由kvl定律得到：

uin＝ul1-sh(15)

当处于第一全控型电力电子开关器件s1＝0，第二全控型电力电子开关器件s2＝1时的工作状态时，升压变压器电路处于非直通状态，第一、四二极管导通，第二、三二极管截止，由kvl定律得到：

uin＝ul1-nsh+ul2-nsh+uc1(16)

当抽头耦合电感为理想器件时，得到：

ul2-sh/nsh＝nul1-sh/nsh(17)

联立式(2)(14)(16)(17)得到：

采用过导通调制时令d2＝2tsh/ts，则依据电感伏秒平衡原理，得到：

f2·ul1-sh+(1-f2)·ul1-nsh＝0(19)

联立式(15)(18)(19)，求得电路稳态下输出电压为：

则过导通调制模式下该型拓扑结构电压增益为：

式中：ul1-sh/nsh表示过导通调制模式下抽头耦合电感充能/放能状态下线圈l1两侧电压，ul2-sh/nsh表示过导通调制模式下抽头耦合电感充能/放能状态下线圈l2两侧电压，ul1-sh表示过导通调制模式下抽头耦合电感充能状态下线圈l1两侧电压，ul1-nsh表示过导通调制模式下抽头耦合电感放能状态下线圈l1两侧电压；ul2-sh表示过导通调制模式下抽头耦合电感充能状态下线圈l2两侧电压，ul2-nsh表示过导通调制模式下抽头耦合电感放能状态下线圈l2两侧电压；uin表示电路输入电压平均值，uout表示电路输出电压平均值；g2为过导通调制模式下的电压增益，f2为过导通调制下，一个开关周期内第一全控型电力电子开关器件s1和第二全控型电力电子开关器件s2累计导通时间的占比，n为有中间抽头的耦合电感两段匝数比，n＝n2/n1。

进一步地：所述升压变压器的升压能力由调制模式、导通占空比或直通占空比，以及带有中间抽头的耦合电感两段匝数比决定。

与最接近的现有技术相比，本发明提供的技术方案具有的有益效果是：

升压能力得到进一步提升，在相同调制模式与工作占空比下，稳态直流电压增益显著高于既有拓扑结构，从而可以在相同工况下采用更小的占空比，提升效率；

采用对称式双开关器件结构，有效降低开关器件电压应力，更加适应中高压应用场合，

尤其适用于未来集中式或分布式直流可再生能源发电系统以及直流配电网；

具有两种特性不同的，可以无缝衔接的调制模式，可以根据实际需要选择合适的pwm调制方法；

电路拓扑结构较为简单，成本较低，结构紧凑，能量密度较高；

采用抽头耦合电感结构，可以通过调节抽头点位置改变匝数比n，从而改变电路升压比，运行灵活性得到进一步提升。

附图说明

图1是本发明提供的抽头耦合电感式非隔离型直流升压变换器电路拓扑图；

图2是本发明提供的非过导通调制模式下开关管pwm脉冲时序图；

图3是本发明提供的过导通调制模式下开关管pwm脉冲时序图；

图4是本发明提供的两种不同pwm调制模式下抽头耦合电感式非隔离型三电平直流升压变换器拓扑直流升压能力分析图；其中：(a)非过导通调制模式下电压增益、匝比、占空比关系图；(b)过导通调制模式下电压增益、匝比、占空比关系图；(c)非过导通调制模式下不同匝比、拓扑间电压增益对比图；(d)过导通调制模式下不同匝比、拓扑间电压增益对比图；

图5是本发明提供的抽头耦合电感式非隔离型三电平直流升压变换器开环输出电压图；其中：(a)非过导通调制模式下零启动输出电压波形图；(b)过导通调制模式下零启动输出电压波形图；(c)输出电压局部纹波波形截取图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步的详细说明。

以下描述和附图充分地示出本发明的具体实施方案，以使本领域的技术人员能够实践它们。其他实施方案可以包括结构的、逻辑的、电气的、过程的以及其他的改变。实施例仅代表可能的变化。除非明确要求，否则单独的组件和功能是可选的，并且操作的顺序可以变化。一些实施方案的部分和特征可以被包括在或替换其他实施方案的部分和特征。本发明的实施方案的范围包括权利要求书的整个范围，以及权利要求书的所有可获得的等同物。在本文中，本发明的这些实施方案可以被单独地或总地用术语“发明”来表示，这仅仅是为了方便，并且如果事实上公开了超过一个的发明，不是要自动地限制该应用的范围为任何单个发明或发明构思。

实施例一、

本发明中采用如图1所示的新型电路拓扑，实现非隔离型高变比dc-dc升压变换。该电路拓扑结构简单清晰，含有：1个带有中间抽头的耦合电感(双绕组)；2个全控型电力电子开关器件s1和s2(可依据实际应用中电压和功率等级选用igbt或mosfet器件)；4个电力二极管d1、d2、d3和d4；2个电容器c1和c2；

所述带有中间抽头的耦合电感的一端与电源输入端的正极连接，另一端与第四二极管的阳极连接；所述第四二极管的阴极分别与第三二极管的阴极和第一二极管的阳极连接；所述第三二极管的阳极连接在耦合电感的中间抽头处；所述第一二极管的阴极与电源输出端的正极连接；所述第二二极管的阴极与电源输入端的负极连接，阳极与电源输出端的负极连接。

其中，第一～第四二极管用于单向阻断，保证电路正常升压变换能力。具体而言第一二极管用于阻止开关管s1导通时电容c1经由s1支路放电，第二二极管用于阻止开关管s2导通时电容c2经由s2支路放电，第三二极管用于阻止非过导通调制或过导通调制下抽头耦合电感释放能量时l2非同名端电流灌入中间抽头点，第四二极管用于阻止非过导通调制或过导通调制下抽头耦合电感充入能量时中间抽头点电流灌入l2非同名端；l1和l2组成的中间抽头耦合电感单元用于在非过导通调制或过导通调制下实现电能-磁场能间周期性充放转换并形成较高的感应电压，为电路提供良好的升压变换能力。

所述带有中间抽头的耦合电感为双绕组形式。

其中第一全控型电力电子开关器件的源极分别与第四二极管的阴极和第一二极管的阳极连接；漏极与第二全控型电力电子开关器件的源极连接；第二控型电力电子开关器件的漏极分别与电源输入端的负极和第二二极管的阴极连接；第一个电容器的正极分别与所述第一二极管的阴极和电源输出端的正极连接；第一电容器的负极与另一个电容器的正极连接；第二个电容器的负极分别与第二二极管的阳极和电源输出端的负极连接；第一全控型电力电子开关器件和第二全控型电力电子开关器件之间的连接点与两个电容器之间的连接点连接。第一全控型电力电子开关器和第二全控型电力电子开关器件均反并联有二极管。

与三电平boost拓扑(tlbc)类似的，该拓扑可采用两种不同的pwm调制方法，分别为

a.非过导通调制；此模式下该型抽头耦合电感式非隔离型直流升压变换器(以下简称变换器)中全控开关管s1和s2各自导通占空比均小于0.5；且任意时刻s1和s2至多有一个处于导通状态；部分时段开关s1和s2同时处于关断状态，如下图(对应图2)所示。

b.过导通调制：此模式下该型变换器中全控开关管s1和s2各自导通占空比均大于或等于0.5且均小于1；且任意时刻s1和s2至少有一个处于导通状态；部分时段开关s1和s2可能同时导通而形成直通状态，如下图(对应图3)所示。

下面将针对上述两种调制模式分析其工作原理并推导其稳态电压增益特性。推导过程中电压参考极性与电流参考方向均以图1中标注为准。具体地，针对输入端口依照电源惯例，电压、电流为非关联参考，其与部分电压、电流均依照负载惯例采取关联参考。

同时为了表述方便引入下脚标符号-on,-off,-on/off,-sh,-nsh,-sh/nsh，表示不同工作状态下的对应物理量，具体而言：①在非过导通调制下，当任何一个开关管导通时，抽头耦合电感充入能量，用“-on”表示；当开关管全部关断时，抽头耦合电感释放能量，用“-off”表示；符号“-on/off”表示涵盖抽头耦合电感充能与放能两种情况。②在过导通调制下，当两个开关管同时导通时电路进入直通状态，抽头耦合电感充入能量，用“-sh”表示；当任何一个开关管关断时，电路处于非直通状态，抽头耦合电感释放能量，用“-nsh”表示；符号“-sh/nsh”表示涵盖抽头耦合电感充能与放能两种情况。

a、非过导通调制模式

在非过导通调制模式下，开关管s1与s2的门极触发信号如附图2所示，可见电路共有3种工作状态。

(1)当s1＝1,s2＝0时

此时二极管d3与d2导通，二极管d1与d4截止，由kvl可知

uin＝ul1-on+uc2(1)

假定电容c1与c2充分大，可有

针对耦合电感l1与l2而言，依据法拉第电磁感应定律可有

假定耦合电感为理想器件，则有：

φ1＝φ2(5)

令带中间抽头的耦合电感中的两个电感的匝数比n＝n2/n1，由式(2)-(4)联立可知

ul2-on/off＝nul1-on/off(6)

(2)当s1＝0,s2＝0时，此时二极管d1d2与d4导通，二极管d3截止，由kvl可知

uin＝ul1-off+ul2-off+uout(7)

(3)当s1＝0,s2＝1时，此时二极管d1与d3导通，二极管d2与d4截止，由kvl可知

uin＝ul1-on+uc1(8)

联立式(1)(2)(6)(7)(8)可得

如附图2所示，采用非过导通调制时令f1＝2ton/ts，则依据电感伏秒平衡原理，可有

f1·ul1-on+(1-f1)·ul1-off＝0(11)

联立式(9)-(11)，可求该拓扑稳态下输出电压平均值uout与输入电压uin间关系式为

则非过导通调制模式下该型拓扑结构电压增益为：

式中：ul1-on/off表示非过导通调制模式下抽头耦合电感充能/放能状态下线圈l1两侧电压，ul2-on/off表示非过导通调制模式下抽头耦合电感充能/放能状态下线圈l2两侧电压，ul1-on表示非过导通调制模式下抽头耦合电感充能状态下线圈l1两侧电压，ul1-off表示非过导通调制模式下抽头耦合电感放能状态下线圈l1两侧电压；ul2-on表示非过导通调制模式下抽头耦合电感充能状态下线圈l2两侧电压，ul2-off表示非过导通调制模式下抽头耦合电感放能状态下线圈l2两侧电压；uin表示电路输入电压平均值，uout表示电路输出电压平均值；g1为非过导通调制模式下的电压增益，f1为非过导通调制下，一个开关周期内开关管s1与s2累计导通时间的占比，n为有中间抽头的耦合电感两段匝数比，n＝n2/n1。ton和ts分别表示非过导通调制模式下第一全控型电力电子开关器件s1和第二全控型电力电子开关器件s2累计导通时间。

b、过导通调制模式：

在过导通调制模式下，开关管s1与s2的门极触发信号如附图3所示，可见电路共有3种工作状态。

(1)当s1＝1,s2＝0时，此时电路处于非直通状态，二极管d4与d2导通，二极管d1与d3截止，由kvl可知：

uin＝ul1-nsh+ul2-nsh+uc2(14)

(2)当s1＝1,s2＝1时，此时电路处于直通状态，二极管d3导通，二极管d1d2与d4截止，由kvl可知

uin＝ul1-sh(15)

(3)当s1＝0,s2＝1时，此时电路处于非直通状态，二极管d1与d4导通，二极管d2与d3截止，由kvl可知：

uin＝ul1-nsh+ul2-nsh+uc1(16)

假定抽头耦合电感为理想器件，与式(6)类似的，可有：

ul2-sh/nsh＝nul1-sh/nsh(17)

联立式(2)(14)(16)(17)可得：

如图3所示，采用过导通调制时令f2＝2tsh/ts，则依据电感伏秒平衡原理，可有：f2·ul1-sh+(1-f2)·ul1-nsh＝0(19)

联立式(15)(18)(19)，可求电路稳态下输出电压为：

则过导通调制模式下该型拓扑结构电压增益为：

式中：ul1-sh/nsh表示过导通调制模式下抽头耦合电感充能/放能状态下线圈l1两侧电压，ul2-sh/nsh表示过导通调制模式下抽头耦合电感充能/放能状态下线圈l2两侧电压，ul1-sh表示过导通调制模式下抽头耦合电感充能状态下线圈l1两侧电压，ul1-nsh表示过导通调制模式下抽头耦合电感放能状态下线圈l1两侧电压；ul2-sh表示过导通调制模式下抽头耦合电感充能状态下线圈l2两侧电压，ul2-nsh表示过导通调制模式下抽头耦合电感放能状态下线圈l2两侧电压；uin表示电路输入电压平均值，uout表示电路输出电压平均值；g2为过导通调制模式下的电压增益，f2为过导通调制下，一个开关周期内第一全控型电力电子开关器件s1和第二全控型电力电子开关器件s2累计导通时间的占比，n为有中间抽头的耦合电感两段匝数比，n＝n2/n1。tsh和ts分别表示过导通调制模式下第一全控型电力电子开关器件s1和第二全控型电力电子开关器件s2累计导通时间。

c、升压能力分析：

由式(13)和(21)可见电路升压能力由调制方法、导通占空比d1或直通占空比d2，以及抽头电感两段匝数比n＝n2/n1所决定，特别的当n＝0时，退化为普通三电平boost拓扑。附图4(a/b)中所示曲面表示两种调制方法下，该拓扑稳态直流电压增益与占空比、匝数比间关系。

由附图4(a/b)可见，抽头耦合电感式非隔离型三电平直流升压变换器的电压增益区间，与所选用的调制方式密切相关。当采用非过导通调制方法时，由式(13)可知：

g1∈[1,2)(22)

即最大电压增益不超过2；当采用过导通调制方法时，由式(21)可知

g2∈[2,+∞)(23)

因此应当根据具体应用场合与电压增益数值选择合适的调制方法。

一般三电平boost拓扑(tlbc拓扑)在非过导通调制与过导通调制模式下电压增益分别为

当d1，d2∈[0，1)且有n＞0时，可求

可见在两种调制模式下，当导通占空比d1或直通占空比d2相等时，该型拓扑稳态直流电压增益均高于一般tlbc拓扑。以匝数比n＝1和n＝2为例，依据式(13)(21)(24)(25)，可分别绘制两种调制模式下该型拓扑与一般tlbc拓扑电压增益对比图，如图4(c/d)所示。

由前述推导及曲线图可知，相较于tlbc拓扑，本发明所述抽头耦合电感式非隔离型三电平直流升压变换器拓扑具有更强的直流升压变换能力。

实施例二、

采用matlab-simulink下仿真模拟作为验证案例，如图1所示，取主电路参数c1＝c2＝100μf，l1s＝l2s＝1.01mhl1-2m＝1mh，匝数比n＝1，其中l1s和l2s分别为电感l1和l2的自感，l1-2m为电感l1与l2间互感。本例中在n＝1条件下，满足l1s＝l2s≈l1-2m，可认为是近似理想耦合情况。

输入直流电压为uin＝800v，在非过导通调制与过导通调制两种模式下进行开环仿真试验，分别取导通占空比g1＝0.5，直通占空比g2＝0.5，阻性负载rl＝100ω，所得暂态与稳态下直流输出电压波形分别如附图5(a/b/c)所示。

可见当采用非过导通调制模式时，输出直流电压平均值为1196v，直流电压增益为1.495，由式(13)求得理论电压增益为1.5；采用过导通调制模式时，输出直流电压平均值为4745v，直流电压增益为5.931，由式(21)求得理论电压增益为6。

综上，可以认为仿真实例运行结果与前述理论分析推导吻合。

本发明中将抽头耦合电感的概念融入tlbc拓扑，提出一种具备更强升压变换能力的变换器拓扑结构，即抽头耦合电感式非隔离型三电平直流升压变换器。

该拓扑在保持tlbc拓扑原有优点的基础上，通过引入抽头耦合电感，实现升压能力的大幅度提升，调制方法则与tlbc完全兼容。

本领域内的技术人员应明白，本申请的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本申请可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本申请可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、cd-rom、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。

本申请是参照根据本申请实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。

这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。

这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。

以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制，尽管参照上述实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者等同替换，这些未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，均在申请待批的本发明的权利要求保护范围之内。