利用有源截止来降低开关损耗的IGBT栅极驱动的制作方法
本申请总体上涉及用于降低开关损耗的在器件截止期间混合动力电动动力传动系统中的igbt栅极上的电压的控制和系统。
背景技术：
电气化车辆(包括混合动力电动车辆(hev)和电池电动车辆(bev))依靠牵引电池向用于推进的牵引马达提供电力，并且依靠牵引电池和牵引马达之间的电力逆变器将直流(dc)电力转换为交流(ac)电力。典型的ac牵引马达是由3个正弦信号提供电力的3相马达，所述3个正弦信号中的每个以120度的相位分离驱动。牵引电池被配置为在特定电压范围内操作。典型的牵引电池的端电压超过100伏特dc，并且可选地，牵引电池被称作高电压电池。然而，电机的改善的性能可通过在不同的电压范围内进行操作来实现，所述电压范围通常高于牵引电池的电压。
很多电气化车辆包括dc-dc转换器(还被称作可变电压转换器(vvc))，以将牵引电池的电压转换为电机的操作电压水平。电机(可包括牵引马达)可能需要高电压和高电流。由于电压需求、电流需求和开关需求，绝缘栅双极型晶体管(igbt)通常被用于产生电力逆变器和vvc中的信号。
技术实现要素：
一种车辆动力传动系统包括：igbt，具有开尔文发射极和镜像电流感测，并且被配置为激励电感；第一开关，被配置为：当所述电感的电流超过阈值时，以基于通过第一开关接入的电阻的速率从igbt的栅极汲取电流；第二开关，被配置为：响应于所述电感的电流小于所述阈值，增大所述速率。
一种通过栅极驱动器使车辆动力系统的igbt截止的方法包括：响应于由igbt驱动的电机的相电流小于阈值，以基于与闭合开关相关联的电阻的速率从igbt的栅极提取电流；响应于所述相电流超过所述阈值，断开所述开关以减小所述速率。
一种车辆动力传动系统包括：igbt，具有开尔文发射极，并且被配置为激励电感；第一开关，被配置为：以基于通过第一开关接入的电阻的速率从igbt的栅极汲取电流；第二开关，被配置为：响应于所述电感的电流变化率超过阈值变化率，增大所述速率。
附图说明
图1是示出典型的动力传动系统和能量储存组件以及在动力传动系统和能量储存组件之间的可变电压转换器和电力逆变器的混合动力车辆的示图。
图2是车辆的可变电压转换器的示意图。
图3是车辆的电机逆变器的示意图。
图4是利用igbt的镜像电流来控制截止期间的igbt的有源栅极驱动电路的示意图。
图5是利用igbt的镜像电流和负载电压来控制截止期间的igbt的有源栅极驱动电路的示意图。
图6是igbt操作特性相对于时间的图形表示。
图7a是基于igbt来控制截止期间的igbt的有源栅极驱动电路的示意图。
图7b是利用igbt的镜像电流和负载电压来控制截止期间的igbt的有源栅极驱动电路的示意图。
图8是igbt操作特性相对于时间的图形表示。
具体实施方式
在此描述本公开的实施例。然而，应理解的是，所公开的实施例仅为示例，并且其它实施例可采用各种和替代形式。附图不必按比例绘制；可夸大或最小化一些特征以示出特定组件的细节。因此，在此公开的具体结构和功能细节不应被解释为限制，而仅仅作为用于教导本领域技术人员以多种形式利用本发明的代表性基础。如本领域普通技术人员将理解的是，参考任一附图示出和描述的各种特征可与在一个或更多个其它附图中示出的特征组合，以产生未明确示出或描述的实施例。示出的特征的组合提供用于典型应用的代表实施例。然而，与本公开的教导一致的特征的各种组合和变型可被期望用于特定的应用或实施方式。
绝缘栅双极型晶体管(igbt)和续流二极管在多种工业应用(诸如，电动马达驱动和电力逆变器)中被广泛使用。由栅极驱动器供应的栅极电压控制igbt的操作。常规的栅极驱动器通常是基于被施加到具有限流电阻器的igbt栅极上的大于阈值电压的电压的，所述栅极驱动器可由可开关电压源和栅极电阻器组成。低栅极电阻会导致快速的开关速度和低开关损耗，但是也会在半导体器件上产生较高的负荷(stress)(例如，过电压负荷)。因此，选择栅极电阻以寻求开关损耗、开关延迟和负荷之间的折衷。当使igbt截止时，大的栅极电阻器减小了从栅极流出的电流并因此增大了igbt的截止时间。
与用于igbt导通和截止的常规的栅极驱动器关联的一些缺点包括：对开关延迟时间、电流斜率和电压斜率的控制有限，使得优化开关损耗受到限制。另一缺点是：栅极电阻通常基于最差情况的操作状况被选择，因此在正常操作状况下引入了过多的开关损耗。例如，在高dc总线电压下，栅极电阻基于电流相对于时间的变化(di/dt)被选择，以避免过度的igbt电压过冲。然而，在低di/dt下，由于使用被选择用于保护最坏情况的高di/dt的栅极电阻导致过多的开关损耗，因此在低di/dt操作期间，可通过减小栅极电阻而提高开关速度以减小截止时间。
这里，基于从固态开关流向电感负载(诸如，电机的相或dc-dc转换器电感器)的电流来调节固态开关(诸如，igbt或金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)或双极结型晶体管(bjt))的截止。
在常规的栅极驱动系统中，用于igbt截止的栅极驱动通常是从导通电压(诸如，15v)到截止电压(诸如，0v)的阶跃函数。低栅极电阻rg将引起快速的开关速度和低开关损耗，但是还可能在半导体器件上产生较高的负荷(stress)(例如，过电压负荷)。因此，选择栅极电阻以寻求开关损耗、开关延迟和负荷之间的折衷。通常，使用分离的栅极电阻来限制igbt的导通和截止期间的电流。分离的栅极电阻可包括被用于使igbt导通的栅极电阻ron和被用于使igbt截止的栅极电阻roff。通常，常规的栅极驱动系统不能单独地控制开关延迟时间、电流斜率和电压斜率以优化开关轨迹。
在从igbt的栅极汲取电流的igbt截止期间，电流相对于时间的变化(di/dt)可由电源电路回路中的电感泄漏而在igbt上产生浪涌电压。当设计截止栅极电阻roff时，roff的值被选择使得浪涌电压与dc链路电压的和在任何电流水平下都不超过igbt的额定电压。通常在较高电流水平下，浪涌电压较高。因此，通常基于作为最大负载电流的最高的可能的截止电流水平下的浪涌电压来选择roff的值。然而，在大多数应用中，逆变器/转换器主要工作在远低于最大负载电流的电流水平下。因此，牺牲掉了逆变器/转换器在大多数操作点处的效率。这里，公开了一种在小于igbt的最大负载电流水平的igbt电流水平下的快速截止。
图1描绘了可被称作插电式混合动力电动车辆(phev)的电气化车辆112。插电式混合动力电动车辆112可包括机械地连接至混合动力传动装置116的一个或更多个电机114。电机114能够作为马达或发电机运转。此外，混合动力传动装置116机械地连接至发动机118。混合动力传动装置116还机械地连接至驱动轴120，驱动轴120机械地连接至车轮122。电机114可在发动机118启动或关闭时提供推进和减速能力。电机114还可用作发电机，并且能够通过回收在摩擦制动系统中通常将作为热损失掉的能量来提供燃料经济性效益。电机114还可通过允许发动机118以更高效的转速运转，并允许混合动力电动车辆112在特定状况下以发动机118关闭的电动模式运转，而减少车辆排放。电气化车辆112还可以是电池电动车辆(bev)。在bev配置中，可以不存在发动机118。在其它配置中，电气化车辆112可以是没有插电能力的全混合动力电动车辆(fhev)。
牵引电池或电池组124储存可被电机114使用的能量。车辆电池组124可提供高电压直流(dc)输出。牵引电池124可电连接至一个或更多个电力电子模块126。一个或更多个接触器142可在断开时将牵引电池124与其它组件隔离，并且可在闭合时将牵引电池124连接至其它组件。电力电子模块126还电连接至电机114，并提供在牵引电池124与电机114之间双向传输能量的能力。例如，牵引电池124可提供dc电压而电机114可使用三相交流电(ac)来运转。电力电子模块126可将dc电压转换为三相ac电流来运转电机114。在再生模式下，电力电子模块126可将来自用作发电机的电机114的三相ac电流转换为与牵引电池124兼容的dc电压。
车辆112可包括电连接在牵引电池124和电力电子模块126之间的可变电压转换器(vvc)152。vvc152可以是被配置为增大或升高由牵引电池124提供的电压的dc/dc升压转换器。通过增大电压，电流需求可被降低，从而导致电力电子模块126和电机114的布线尺寸减小。此外，电机114可以以较高的效率和较低的损耗运转。
牵引电池124除了提供用于推进的能量以外，还可为其它车辆电力系统提供能量。车辆112可包括dc/dc转换器模块128，dc/dc转换器模块128将牵引电池124的高电压dc输出转换为与低电压车辆负载兼容的低电压dc供应。dc/dc转换器模块128的输出可电连接至辅助电池130(例如，12v电池)以用于给辅助电池130充电。低电压系统可电连接至辅助电池130。一个或更多个电负载146可连接至高电压总线。电负载146可具有适时地操作和控制电负载146的关联的控制器。电负载146的示例可以是风扇、电加热元件和/或空调压缩机。
电气化车辆112可被配置为通过外部电源136对牵引电池124进行再充电。外部电源136可连接至电插座。外部电源136可电连接至充电器或电动车辆供电设备(evse)138。外部电源136可以是由公共电力公司提供的配电网或电网。evse138可提供电路和控制，以调节和管理电源136与车辆112之间的能量传输。外部电源136可向evse138提供dc电力或ac电力。evse138可具有用于插入到车辆112的充电端口134中的充电连接器140。充电端口134可以是被配置为从evse138向车辆112传输电力的任意类型的端口。充电端口134可电连接至充电器或车载电力转换模块132。电力转换模块132可对从evse138供应的电力进行调节，以向牵引电池124提供合适的电压水平和电流水平。电力转换模块132可与evse138进行接口连接，以协调对车辆112的电力传输。evse连接器140可具有与充电端口134的相应凹入紧密配合的引脚。可选地，被描述为电耦合或电连接的各种组件可使用无线感应耦合来传输电力。
可提供一个或更多个车轮制动器144，以使车辆112减速并阻止车辆112移动。车轮制动器144可以是液压致动的、电致动的或者它们的某种组合。车轮制动器144可以是制动系统150的一部分。制动系统150可包括用于操作车轮制动器144的其它组件。为简单起见，附图描绘了制动系统150与车轮制动器144中的一个之间的单一连接。制动系统150和其它车轮制动器144之间的连接被隐含。制动系统150可包括控制器以监测和协调制动系统150。制动系统150可监测制动组件并控制车轮制动器144以进行车辆减速。制动系统150可对驾驶员命令做出响应，并且还可自主运转以实现诸如稳定性控制的功能。制动系统150的控制器可在被另一控制器或子功能请求时实现施加被请求的制动力的方法。
车辆112中的电子模块可经由一个或更多个车辆网络进行通信。车辆网络可包括用于通信的多个信道。车辆网络的一个信道可以是诸如控制器局域网(can)的串行总线。车辆网络的信道中的一个可包括由电气与电子工程师协会(ieee)802标准族定义的以太网。车辆网络的其它信道可包括模块之间的离散连接，并且可包括来自辅助电池130的电力信号。不同的信号可通过车辆网络的不同信道进行传输。例如，视频信号可通过高速信道(例如，以太网)进行传输，而控制信号可通过can或离散信号进行传输。车辆网络可包括协助在模块之间传输信号和数据的任何硬件组件和软件组件。车辆网络未在图1中被示出，但是可隐含了车辆网络可连接至在车辆112中存在的任何电子模块。可存在车辆系统控制器(vsc)148来协调各个组件的操作。
图2描绘了被配置为升压转换器的vvc152的示图。vvc152可包括可通过接触器142连接至牵引电池124的端子的输入端子。vvc152可包括连接至电力电子模块126的端子的输出端子。vvc152可被操作为使得输出端子处的电压高于输入端子处的电压。车辆112可包括监测和控制vvc152内的多个位置处的电参数(例如，电压和电流)的vvc控制器200。在一些配置中，vvc控制器200可被包括为vvc152的一部分。vvc控制器200可确定输出电压基准
vvc152的输出电压可被控制以实现期望的基准电压。在一些配置中，vvc152可以是升压转换器。在升压转换器的配置中，vvc控制器200控制占空比，输入电压vin与输出电压vout以及占空比d之间的理想关系可使用以下等式示出：
期望的占空比d可通过测量输入电压(例如，牵引电池电压)以及将输出电压设置为基准电压而被确定。vvc152可以是降低从输入至输出的电压的降压转换器。在降压配置中，可推导得到将输入电压和输出电压与占空比关联的不同表达式。在一些配置中，vvc152可以是可增大或减小输入电压的降压-升压转换器。这里描述的控制策略不限于特定的可变电压转换器拓扑。
参照图2，vvc152可升高或“提高”(stepup)由牵引电池124提供的电力的电势。牵引电池124可提供高电压(hv)dc电力。在一些配置中，牵引电池124可提供150伏特和400伏特之间的电压。接触器142可串联电连接在牵引电池124和vvc152之间。当接触器142闭合时，hvdc电力可从牵引电池124被传输到vvc152。输入电容器202可与牵引电池124并联电连接。输入电容器202可稳定总线电压并减小任何电压纹波和电流纹波。vvc152可接收hvdc电力，并根据占空比升高或“提高”输入电压的电压电势。
输出电容器204可电连接在vvc152的输出端子之间。输出电容器204可稳定总线电压，并减小vvc152的输出处的电压纹波和电流纹波。
进一步参照图2，vvc152可包括用于升高输入电压以提供升高的输出电压的第一开关器件206和第二开关器件208。开关器件206和开关器件208可被配置为使电流选择性地流动至电负载(例如，电力电子模块126和电机114)。开关器件206和开关器件208中的每个可由vvc控制器200的栅极驱动电路(未示出)单独控制，并且可包括任何类型的可控开关(例如，绝缘栅双极型晶体管(igbt)或场效应晶体管(fet))。栅极驱动电路可向开关器件206和开关器件208中的每个提供基于控制信号(例如，pwm控制信号的占空比)的电信号。二极管可跨接在开关器件206和开关器件208中的每个上。开关器件206和开关器件208可分别具有关联的开关损耗。开关损耗是在开关器件的状态变化(例如，开/关和关/开的转换)期间产生的功率损耗。可通过在转换期间流过开关器件206和开关器件208的电流以及开关器件206两端的电压和开关器件208两端的电压来量化开关损耗。开关器件还可具有当器件导通时产生的关联的传导损耗。
车辆系统可包括用于测量vvc152的电参数的传感器。第一电压传感器210可被配置为测量输入电压(例如，电池124的电压)，并向vvc控制器200提供相应的输入信号(vbat)。在一个或更多个实施例中，第一电压传感器210可测量与电池电压对应的输入电容器202两端的电压。第二电压传感器212可测量vvc152的输出电压并向vvc控制器200提供相应的输入信号(vdc)。在一个或更多个实施例中，第二电压传感器212可测量与dc总线电压对应的输出电容器204两端的电压。第一电压传感器210和第二电压传感器212可包括用于将电压缩放到适合vvc控制器200的水平的电路。vvc控制器200可包括用于对来自第一电压传感器210和第二电压传感器212的信号进行滤波和数字化的电路。
输入电感器214可串联电连接在牵引电池124与开关器件206和开关器件208之间。输入电感器214可在将能量储存在vvc152中和释放vvc152中的能量之间转换，从而能够提供可变的电压和电流作为vvc152的输出并且能够实现期望的电压升高。电流传感器216可测量通过输入电感器214的输入电流，并且可向vvc控制器200提供相应的电流信号(il)。通过输入电感器214的输入电流可以是vvc152的输入电压和输出电压之间的电压差、开关器件206和开关器件208的导通时间以及输入电感器214的电感l共同作用的结果。vvc控制器200可包括用于对来自电流传感器216的信号进行缩放、滤波和数字化的电路。
vvc控制器200可被配置为控制vvc152的输出电压。vvc控制器200可经由车辆网络从vvc152和其它控制器接收输入，并且可确定控制信号。vvc控制器200可监测输入信号(vbat,vdc,il,
提供给vvc152的控制信号可被配置为以特定的开关频率驱动开关器件206和开关器件208。在开关频率的每个周期内，开关器件206和开关器件208可以以特定的占空比被操作。占空比定义开关器件206和开关器件208处于接通状态和断开状态的时间量。例如，100％的占空比可使开关器件206和开关器件208在无断开的持续接通状态下操作。0％的占空比可使开关器件206和开关器件208在无接通的持续断开状态下操作。50％的占空比可使开关器件206和开关器件208在接通状态下操作持续半个周期并且在断开状态下操作持续半个周期。两个开关206和208的控制信号可以是互补的。即，发送至开关器件中的一个(例如，开关器件206)的控制信号可以是发送至另一开关器件(例如，开关器件208)的控制信号的相反的版本。
由开关器件206和开关器件208控制的电流可包括纹波分量，所述纹波分量具有随着电流幅值以及开关器件206和开关器件208的占空比和开关频率的变化而变化的幅值。相对于输入电流，在相对高的输入电流的状况期间出现最差情况的纹波电流幅值。如图4所示，当占空比固定时，电感器电流的增大引起纹波电流幅值的增大。纹波电流的幅值还与占空比相关。当占空比等于50％时，出现最高幅值的纹波电流。电感器纹波电流幅值和占空比之间的大体关系可如图5所示。基于这些事实，在高电流和中间范围占空比的状况下实施用于减小纹波电流幅值的措施可能是有益的。
当设计vvc152时，可选择开关频率和电感器214的电感值以满足最大可允许纹波电流幅值。纹波分量可以是在dc信号中呈现的周期性变量。纹波分量可由纹波分量幅值和纹波分量频率来定义。纹波分量可具有处于可听频率范围内的谐波，所述谐波可增加车辆的噪声特征。此外，纹波分量可能导致难以精确地控制由电源供电的器件。在开关瞬变期间，开关器件206和开关器件208可在最大电感器电流(dc电流加纹波电流)下断开，这可引起开关器件206和开关器件208两端的大的电压尖峰。由于尺寸和成本的限制，可基于传导电流选择电感值。通常，随着电流增大，电感可由于饱和而减小。
开关频率可被选择以限制在最差情况的情境(例如，最高输入电流的状况和/或占空比接近50％的状况)下的纹波电流分量的幅值。开关器件206和开关器件208的开关频率可被选择为高于连接至vvc152的输出的马达/发电机逆变器的开关频率(例如，5khz)的频率(例如，10khz)。在一些应用中，vvc152的开关频率可被选择为预定的固定频率。预定的固定频率通常被选择以满足噪声和纹波电流的规范。然而，预定的固定频率的选择可能无法在vvc152的全部操作范围内提供最佳性能。预定的固定频率可在特定集合的操作状况下提供最佳结果，但是可能是在其它操作状况下的折衷。
增大开关频率可减小纹波电流幅值并降低开关器件206和开关器件208上的电压负荷，但可能导致更高的开关损耗。虽然可针对最差情况的纹波状况选择开关频率，但是vvc152在最差情况的纹波状况下的操作时间可能仅占总操作时间的小百分比。这可能导致可降低燃料经济性的非必要的高开关损耗。此外，固定的开关频率可将噪声频谱集中在非常窄的范围内。在这个窄的范围内的增大的噪声密度可引起显著的噪声、振动和声振粗糙度(nvh)问题。
vvc控制器200可被配置为基于占空比和输入电流改变开关器件206和开关器件208的开关频率。开关频率的改变可通过降低开关损耗来改善燃料经济性并减少nvh问题，同时保持最差情况的操作状况下的纹波电流目标。
在相对高的电流状况期间，开关器件206和开关器件208可能经受增大的电压负荷。在vvc152的最大操作电流下，可期望选择相对高的开关频率，从而减小纹波分量的幅值并且开关损耗水平是合理的。可基于输入电流幅值选择开关频率，使得开关频率随着输入电流幅值的增大而增大。开关频率可增大到预定的最大开关频率。预定的最大开关频率可以是在较低的纹波分量幅值和较高的开关损耗之间提供折衷的水平。可在操作电流范围内按照离散步长改变开关频率或持续地改变开关频率。
vvc控制器200可被配置为响应于电流输入低于预定的最大电流而降低开关频率。预定的最大电流可以是vvc152的最大操作电流。开关频率的改变可以是基于输入到开关器件206和开关器件208的电流的幅值的。当电流大于预定的最大电流时，开关频率可被设置为预定的最大开关频率。随着电流减小，纹波分量的幅值减小。通过在电流减小时以较低的开关频率进行操作，开关损耗被降低。开关频率可基于输入到开关器件的功率而变化。由于输入功率是输入电流和电池电压的函数，所以输入功率和输入电流可以以类似的方式被使用。
由于纹波电流还受占空比影响，所以开关频率可基于占空比而变化。可基于输入电压与输出电压之间的比值来确定占空比。因此，开关频率还可基于输入电压和输出电压之间的比值而变化。当占空比接近50％时，预测的纹波电流幅值是最大值，并且开关频率可被设置为预定的最大频率。预定的最大频率可以是被选择为使纹波电流幅值最小化的最大开关频率值。开关频率可在占空比范围内按照离散步长变化或持续地变化。
vvc控制器200可被配置为响应于占空比和预测的纹波分量幅值为最大值时的占空比值(例如，50％)之间的差的大小而从预定的最大频率开始减小开关频率。当所述差的大小小于阈值时，开关频率可被设置为预定频率。当所述差的大小减小时，开关频率可向着预定的最大频率增大，以减小纹波分量幅值。当所述差的大小小于阈值时，开关频率可被设置为预定的最大频率。
开关频率可被限制在预定的最大频率和预定的最小频率之间。预定的最小频率可以是大于连接至可变电压转换器152的输出的电力电子模块126的预定开关频率的频率水平。开关频率还可基于与igbt的栅极相关联的寄生电感。
参照图3，系统300被提供用于控制电力电子模块(pem)126。图3的pem126被示出为包括多个开关302a至302f(例如，igbt)，所述多个开关302a至302f被配置为共同操作为具有第一相臂(phaseleg)316、第二相臂318和第三相臂320的逆变器。尽管逆变器被示出为三相转换器，但是逆变器可包括额外的相臂。例如，逆变器可以是四相转换器、五相转换器、六相转换器等。此外，pem126可包括多个转换器，pem126中的每个逆变器包括三个或更多个相臂。例如，系统300可控制pem126中的两个或更多个逆变器。pem126还可包括具有高功率开关(例如，igbt)的dc至dc转换器，以经由升压、降压或它们的组合将电力电子模块的输入电压转换为电力电子模块的输出电压。
如图3所示，逆变器可以是dc至ac转换器。在操作中，dc至ac转换器通过dc总线304(包括dc总线304a和304b)从dc电力链路(powerlink)306接收dc电力，并将dc电力转换为ac电力。ac电力经由相电流ia、ib和ic传输，以驱动ac电机，所述ac电机也被称作电机114(诸如图3中描绘的三相永磁同步马达(pmsm))。在这样的示例中，dc电力链路306可包括dc蓄电池，以向dc总线304提供dc电力。在另一示例中，逆变器可操作为将来自ac电机114(例如，发电机)的ac电力转换为dc电力的ac至dc转换器，其中，dc总线304可将dc电力提供至dc电力链路306。此外，系统300可控制其它电力电子拓扑结构的pem126。
继续参照图3，逆变器中的相臂316、318和320中的每个均包括电力开关302，电力开关302可由多种类型的可控开关来实现。在一个实施例中，每个电力开关302可包括二极管和晶体管(例如，igbt)。图3中的二极管被标记为da1、da2、db1、db2、dc1和dc2，而图3中的igbt分别被标记为sa1、sa2、sb1、sb2、sc1和sc2。电力开关sa1、sa2、da1和da2是三相转换器的相臂a的一部分，其在图3中被标记为第一相臂a316。类似地，电力开关sb1、sb2、db1和db2是三相转换器的相臂b318的一部分，电力开关sc1、sc2、dc1和dc2是三相转换器的相臂c320的一部分。逆变器可根据逆变器的特定构造而包括任意数量的电力开关302或电路元件。二极管(dxx)与igbt(sxx)并联连接，然而，由于为了适当的操作，极性是相反的，因此该构造通常被称作反向并联连接。这种反向并联构造中的二极管也被称作续流二极管。
如图3所示，设置电流传感器csa、csb和csc以分别感测相臂316、318和320中的电流。图3示出了与pem126分离的电流传感器csa、csb和csc。然而，根据pem126的构造，电流传感器csa、csb和csc可被集成为pem126的一部分。图3中的电流传感器csa、csb和csc被安装成分别与相臂a、b和c(即，图3中的相臂316、318和320)串联，并分别提供用于系统300的反馈信号ias、ibs和ics(也在图3中示出)。反馈信号ias、ibs和ics可以是由逻辑器件(ld)310处理的原始电流信号，或者可被嵌入关于分别流过相臂316、318和320的电流的数据或信息，或者可利用所述数据或信息被编码。此外，电力开关302(例如，igbt)可包括电流感测能力。电流感测能力可包括被配置有可提供表示ias、ibs和ics的数据或信号的电流镜像输出。所述数据或信号可指示分别流过相臂a、b和c的电流的方向、幅值或者方向和幅值两者。
再次参照图3，系统300包括逻辑器件(ld)或控制器310。控制器或ld310可由多种类型的电子装置和/或基于微处理器的计算机或控制器或者它们的组合来实现。为了实现控制pem126的方法，控制器310可执行被嵌入有所述方法或利用所述方法编码并且被存储在易失性存储器312和/或永久性存储器312中的计算机程序或算法。可选地，逻辑可被编码到离散逻辑、微处理器、微控制器或存储在一个或更多个集成电路芯片上的逻辑或门阵列中。如图3中的实施例所示，控制器310接收并处理反馈信号ias、ibs和ics以控制相电流ia、ib和ic，使得相电流ia、ib和ic根据多种电流模式或电压模式流过相臂316、318和320并进入电机114的对应的绕组。例如，电流模式可包括相电流ia、ib和ic流进和流出dc总线304或dc总线电容器308的模式。图3中的dc总线电容器308被示出为与pem126分离。然而，dc总线电容器308可被集成为pem126的一部分。
如图3所示，诸如计算机可读存储器的存储介质312(以下称为“存储器”)可存储被嵌入有所述方法或利用所述方法编码的计算机程序或算法。此外，存储器312可存储关于pem126中的各种操作状况或组件的数据或信息。例如，存储器312可存储关于流过各个相臂316、318和320的电流的数据或信息。如图3所示，存储器312可以是控制器310的一部分。然而，存储器312可被设置在控制器310可访问的任何合适的位置。
如图3所示，控制器310向电力转换器系统126发送至少一个控制信号236。电力转换器系统126接收控制信号236以控制逆变器的开关配置，从而控制流过各个相臂316、318和320的电流。所述开关配置是逆变器中的电力开关302的开关状态的集合。一般而言，逆变器的开关配置确定逆变器如何转换dc电力链路306和电机114之间的电力。
为了控制逆变器的开关配置，逆变器基于控制信号236将逆变器中的每个电力开关302的开关状态改变为开启状态或关闭状态。在示出的实施例中，为了将电力开关302切换到开启状态或关闭状态，控制器或ld310向每个电力开关302提供栅极电压(vg)，从而驱动每个电力开关302的开关状态。栅极电压vga1、vga2、vgb1、vgb2、vgc1和vgc2(在图3中被示出)控制各个电力开关302的开关状态和特性。虽然逆变器在图3中被示出为电压驱动的器件，但是逆变器可以是电流驱动的器件，或者可由将电力开关302在开启状态和关闭状态之间进行切换的其它策略来控制。控制器310可基于电机114的转速、镜像电流或igbt开关的温度来改变每个igbt的栅极驱动。栅极驱动的变化可根据多个栅极驱动电流被选择，在所述多个栅极驱动电流中，栅极驱动电流的变化与igbt开关速度的变化成比例。
还如图3所示，相臂316、318和320中的每个包括两个开关302。然而，在相臂316、318和320中的每个中仅有一个开关可处于开启状态而不会使dc电力链路306短路。因此，在每个相臂中，下方开关的开关状态通常与对应的上方开关的开关状态相反。因此，相臂的高状态指的是相臂中的上方开关处于开启状态并且下方开关处于关闭状态。同样地，相臂的低状态指的是相臂的上方开关处于关闭状态并且下方开关处于开启状态。因此，具有电流镜像能力的igbt可以是所有igbt、igbt的子集(例如，sa1、sb1、sc1)或单个igbt。
在图3中示出的三相转换器示例的激活状态期间会出现两种情况：(1)两个相臂处于高状态，而第三个相臂处于低状态，或者(2)一个相臂处于高状态，而另外两个相臂处于低状态。因此，三相转换器中的一个相臂(可被定义为逆变器的特定激活状态的“参考”相)处于与另外两个具有相同状态的相臂(或者“非参考”相)的状态相反的状态。因此，非参考相在逆变器的激活状态期间均处于高状态或者均处于低状态。
图4是利用igbt402的镜像电流来控制截止期间的igbt402的有源栅极驱动电路400的示意图。igbt402的栅极由具有串联导通电阻ron406的上拉开关或高侧开关404驱动，以控制igbt402的导通速度和特性。在高功率应用中使用的igbt可包括镜像电流感测引脚、开尔文发射极(kelvinemitter)和功率发射极。功率发射极可使用连接在芯片之间的汇流条(具体地，芯片的发射极焊盘与模块封装端子之间的汇流条)。由于汇流条与芯片的接合，汇流条具有寄生电感。取决于该配置，寄生电感可能较大并且对电路的操作产生影响。特别是来自发射极汇流条的电感可能是电力回路和栅极驱动回路两者的一部分。为了降低由公共电感引起的电力回路与栅极驱动回路(也被称作控制回路)之间的耦合，可包括直接连接到芯片发射极且被用于栅极驱动返回路径的开尔文发射极(在图4中被标记为“e”)。
导通电阻ron406在低电压电源路径上。低电压电源路径起始于低电压电源(这里被示出为+15v)，经过ron406和开关q1404到达igbt402的栅极，通过开尔文发射极(这里被示出为节点“e”)到达底盘地。另外，igbt的栅极由具有串联截止电阻roff410的下拉开关或低侧开关408驱动，以控制igbt402的截止速度和特性。通常期望控制igbt截止的速率。使用包括具有功率发射极、开尔文发射极和电流镜像感测引脚的igbt的栅极驱动电路400允许控制并分离电力回路和控制回路，其中，所述电流镜像感测引脚被用于产生基于电阻器rb416的点电压并且通过电容器c418被滤波。控制回路是通常具有小于25伏特的电压的低功率回路，电力回路可包括高电压电池、dc总线、用于车辆dc-dc转换器的电感器或车辆的电机。当igbt402正在驱动大电流时，电阻器rb416两端的电压增大并使晶体管q4412导通。当晶体管q4412导通时，电流流过电阻器rp422，以降低晶体管q3414的基极上的电压，从而使晶体管q3414截止。如果流过镜像感测引脚的电流低，则流过功率发射极和开尔文发射极的电流也将是低的，从而使晶体管q3414导通，使得电阻器roff_fast420将与电阻器roff410并联连接。电阻器roff_fast420与电阻器roff410的并联配置产生较低的有效栅极电阻，从而增大了从igbt402的栅极流出的电流。
栅极驱动电路400可基于不同的电流水平主动地调节截止开关速度。电阻器roff410与npnbjtq3414并联连接，npnbjtq3414与快速截止电阻器roff_fast420串联连接。通常，快速截止电阻器roff_fast420的电阻比roff410的电阻小。npnbjtq3414的基极与另一npnbjtq4412的集电极连接，并且还通过电阻器rp422与栅极驱动电源连接。所述另一npnbjtq4412的基极与igbt402的镜像电流感测引脚连接。igbt电流镜像感测引脚被集成在igbt模块中，并且在现有技术的igbt器件中是常见的。通常，流过电流镜像感测引脚的电流是流过igbt402的集电极的电流的一小部分。在另一npnbjtq4412的基极端子与igbt402的镜像电流感测引脚之间，存在电阻器rb416和电容器c418。使用电容器c418对电阻器rb416两端的电压进行滤波。
当有电流正在流过igbt时，电流镜像引脚将在电阻器rb两端具有电压降。vb将确定q4的操作点。电容器c被用于对开关瞬变期间的噪声进行滤波。rb被选择使得当igbt电流超过特定电流水平(比短路保护电流低)时q4将被导通。如果igbt电流低，则q4将被截止。当q4截止时，q3因为15v和rp导通。因此，在低电流情况下，可利用较低电阻的roff_fast来使igbt导通。当q4由于高igbt电流而导通时，q3被截止。因此，igbt将通过较大电阻的roff被截止。
栅极驱动电路400可在不同电流水平下主动地调节igbt截止开关速度。与常规的栅极驱动器电路相比，栅极驱动电路400具有包括两个低电压npnbjt(q3414和q4412)、三个电阻器(rb416、rp422和roff_fast420)和电容器c418的额外组件，然而该电路容易被实现且成本低。栅极驱动电路400通常被设计为经由电阻器roff410保持与常规设计类似的最大浪涌电压。然而，该栅极驱动电路400还可被配置为经由电阻器roff_fast420降低在低电流操作区域内的截止开关损耗。低电流区域是很多动力传动系统大部分时间运行的操作区域，因此显著地提高了系统效率。
图5是利用igbt502的镜像电流和负载电压来控制截止期间的igbt502的有源栅极驱动电路500的示意图。这里，igbt502的栅极由上拉开关或高侧开关504驱动。上拉开关在控制回路中，所述控制回路包括+15v电源，+15v电源使低电力流过开关504到达igbt502的栅极，到达开尔文发射极(被示出为点“e”)，然后经过导通电阻器ron506a，流过二极管d1506b到达底盘地。电阻器ron506a和二极管d1506b在控制回路的返回路径上并且被用于控制igbt502的导通速度和特性。另外，igbt的栅极由具有使电力流过截止二极管d2510b的截止电阻器roff510a的下拉开关或低侧开关508驱动，以控制igbt502的截止速度和特性。通常可期望控制igbt截止的速率。这里，栅极驱动电路500包括具有电流镜像感测引脚的igbt502，以在电阻器rb516两端产生电压，电阻器rb516被用于设置由电容器c518进行滤波的晶体管512的导通电压。当igbt502正在驱动大电流时，电阻器rb516两端的电压增大并且使晶体管512导通。当晶体管512导通时，电流流过电阻器rp522，降低了晶体管514的基极上的电压，从而使晶体管514截止。如果流过负载ls的电流低，则流过开尔文发射极和电流镜像感测引脚的电流也将是低的，并且因此使晶体管514导通，使得电阻器roff_fast520将与电阻器roff510a并联连接。电阻器roff_fast520和电阻器roff510a的并联配置产生较低的有效栅极电阻，从而增大了从igbt502的栅极流出的电流。
图6是igbt操作特性相对于时间608的图形表示600。这里，流向igbt的栅极并且从igbt的栅极流出的栅极电流(ig)602、集电极与发射极之间的电压(vce)604以及集电极电流(ic)606相对于时间608被示出。集电极电流606基于由图4中的栅极驱动电路400的igbt402驱动的负载电流，所述负载电流小于阈值而使得roff_fast被启用，ig602具有分布曲线610，同时vce604具有分布曲线612，ic606具有分布曲线614。所述阈值可以是短路保护阈值，使得在由igbt驱动的负载的短路状况使得最大施加dc总线电压将被施加在igbt上的情况下，所述阈值将限制截止。这示出了对无法调节负载电流的常规系统的操作的性能改进。常规系统操作使得ig602具有分布曲线616同时vce604具有分布曲线618并且ic606具有分布曲线620。
该仿真是常规栅极驱动器与具有在低电流下的快速截止的所提出的栅极驱动器电路的比较。例如，考虑图4所示的栅极驱动电路400，其中，rb被选择使得当igbt电流超过500a时q3将被完全截止。图6示出了100a时的截止波形。在这种情况下，q3针对所提出的栅极驱动器是导通的。可以看到，所提出的方法的栅极电流比常规方法的栅极电流高。因此，igbt可比常规方法截止得更快。如果电流高(例如，500a)，则开关q3在高电流操作期间截止并且igbt截止波形与常规方法的igbt截止波形基本上相同。因此，该电路允许对最大浪涌电压的防范在两种状况下保持大致相同的水平。
可基本上在四个阶段下考虑使用常规栅极驱动器电路的典型截止开关波形。一旦截止过程开始，则栅极至发射极电压(vge)开始减小。在vge达到密勒平台电压(millerplateauvoltage)之前，集电极至发射极电压(vce)和集电极电流(ic)两者在驱动恒定负载时总体上保持恒定。第一阶段可被称作截止延迟阶段。截止延迟越长，需要被设计成驱动电机的车辆逆变器以避免潜在的击穿(shoot-through)的死区时间越长。另外，长的死区时间可能会降低逆变器/转换器的输出质量。第二阶段是vce上升时间段。vce在该阶段结束时达到dc链路电压。在第三阶段，ic开始减小。由于电源电路中的泄漏电感，因此与发射极负载电流相对于时间的变化(di/dt)相关联的集电极电流(ic)的变化将在igbt两端产生浪涌电压。集电极电流相对于时间的变化(di/dt)是集电极电流相对于时间的变化率(di/dt)。因此，vce将继续增大并且超过dc链路电压。由于vce浪涌电压，因此需要增大igbt的额定电压。在第四阶段，vge放电至零。
图7a是利用igbt702的开尔文发射极来控制截止期间的igbt702的有源栅极驱动电路700的示意图。这里，igbt702的栅极由具有串联导通电阻器ron706的上拉开关或高侧开关704驱动，以控制igbt702的导通速度和特性。用于高功率应用的igbt可包括开尔文发射极和功率发射极。功率发射极使用连接在芯片之间的汇流条(具体地，连接在芯片的发射极焊盘与模块封装端子之间的汇流条)。由于汇流条与芯片的接合，汇流条具有在此被示出为ls的寄生电感。取决于该配置，寄生电感可能较大并且对电路的操作产生影响，特别是低电压电路的操作可能受寄生电感和流向负载的电流的波动的影响。特别是来自发射极汇流条的电感是电力回路和栅极驱动回路两者的一部分。为了降低由公共电感引起的电力回路与栅极驱动回路(也被称作控制回路)之间的耦合，可包括直接连接到芯片发射极且被用于栅极驱动返回路径的开尔文发射极(在图7a中被标记为“e”)。
导通电阻ron706在低电压电源路径上。低电压电源路径起始于低电压电源(这里被示出为+15v)，经过ron706和开关q1704到达igbt702的栅极，通过开尔文发射极(这里被示出为节点“e”)到达底盘地。另外，igbt的栅极由具有串联截止电阻器roff710的下拉开关或低侧开关708驱动，以控制igbt702的截止速度和特性。通常期望控制igbt截止的速率。使用包括具有功率发射极、开尔文发射极的igbt的栅极驱动电路700允许控制并分离电力回路和控制回路，其中，所述开尔文发射极被用于基于电阻器rb714和齐纳二极管d716产生晶体管q3712上的基极电压。所述基极电压与流过igbt702的集电极的电流相对于时间的变化有关。控制回路是通常具有小于25伏特的电压的低功率回路，电力回路是通常具有由牵引电池、dc总线、用于车辆dc-dc转换器的电感器或车辆的电机提供的超过100伏特的电压的高功率回路。当igbt702截止并且流向负载的电流发生大的变化时，电阻器rb714两端的电压变化增大并使晶体管q3712导通。当晶体管q3712导通时，电阻器roff_fast720将与电阻器roff710并联连接。电阻器roff_fast720与电阻器roff710的并联配置产生igbt702的较低的有效栅极电阻，从而增大了从igbt702的栅极流出的电流。
栅极驱动电路700可基于电阻器rb714的值调节截止开关速度。电阻器roff710与pnpbjtq3712并联连接，pnpbjtq3712与快速截止电阻器roff_fast720串联连接。通常，快速截止电阻器roff_fast720的电阻比roff710的电阻小。pnpbjtq3712的基极与rb714和在此被示出为“e”的功率发射极连接。当有电流流过igbt702时，功率发射极引脚(e)将具有与寄生电感“ls”两端的电压变化以及电阻器rb714两端的电压变化相关联的电压降。当q2708导通且功率发射极“e”相对于开尔文发射极“e”的电压变化超过基于rb714的值的电压时，晶体管q3712导通。在高电流变化状况期间，可利用与roff710并联的较低电阻的roff_fast720使igbt702截止。并且在低电流变化状况下，可仅利用被用于从igbt702的栅极移除电荷的较高电阻的roff710来使igbt702导通。
栅极驱动电路700可在不同电流水平下调节igbt截止开关速度。与常规栅极驱动器电路相比，栅极驱动电路700具有包括低电压pnpbjt(q3712)、电阻器(rb714和roff_fast712)和齐纳二极管716的额外组件，然而电路容易实现且成本低。栅极驱动电路700通常被设计为经由电阻器roff710保持与常规设计类似的最大浪涌电压变化。然而，该栅极驱动电路700还可被配置为经由电阻器roff_fast720降低在低电流操作区域期间的截止开关损耗。该电路可分别地控制截止瞬变的不同阶段，以实现短截止延迟、快速的dv/dt和低浪涌电压。由于该电路不需要可能额外限制电路带宽的任何放大器或复杂器件，所以该电路可被用于快速开关应用。高电流变化区域是很多动力传动系统大部分时间运行的操作区域，因此显著地提高了系统效率。
图7b是利用具有功率发射极“e”和开尔文发射极“e”的igbt752的有源栅极驱动电路750的示意图，其中，负载电流的变化被用于控制截止期间的igbt752。这里，igbt752的栅极由上拉开关或高侧开关754驱动。上拉开关在控制回路中，所述控制回路包括+15v电源，+15v电源使低电力(例如，25伏特或15伏特)流过开关754到达igbt752的栅极，到达开尔文发射极(被示出为点“e”)，然后经过导通电阻器ron756a，流过导通二极管d1756b到达底盘地。电阻器ron756a和二极管d1756b在控制回路的返回路径上并且被用于控制igbt752的导通速度和特性。另外，igbt752的栅极由具有使电力流过截止二极管d2760b的截止电阻器roff760a的下拉开关或低侧开关508驱动，以控制igbt752的截止速度和特性。通常可期望控制igbt截止的速率。这里，栅极驱动电路750包括具有功率发射极“e”和开尔文发射极“e”的igbt752，功率发射极“e”和开尔文发射极“e”被配置为在电阻器rb764两端产生电压，该电压被用于设置晶体管q3762的导通电压。当igbt752正在驱动大电流变化时，电阻器rb764两端的电压增大并且使晶体管q3762导通。当晶体管762导通时，电流流过电阻器roff_fast770，使得电阻器roff_fast770与电阻器roff760a并联连接。电阻器roff_fast770和电阻器roff760a的并联配置产生较低的有效栅极电阻，从而增大了从igbt752的栅极流出的电流。
图8是igbt操作特性相对于时间808的图形表示800。这里，流向igbt的栅极并且从igbt的栅极流出的栅极电流(ig)802、集电极与发射极之间的电压(vce)804以及集电极电流(ic)806相对于时间808被示出。集电极电流806基于由图7a中的栅极驱动电路700的igbt702驱动的负载电流变化，所述负载电流变化大于阈值而使得roff_fast720被启用，ig802具有分布曲线810，同时vce804具有分布曲线812，ic806具有分布曲线814。这示出了对无法调节负载电流变化的常规系统的操作的性能改进。常规系统操作使得ig802具有分布曲线816同时vce804具有分布曲线818并且ic806具有分布曲线820。另外，图7a中的栅极驱动电路700具有比常规栅极驱动电路的截止延迟时间830、vce上升时间832和ic下降时间834小的截止延迟时间822、vce上升时间824和ic下降时间826，vce上升时间824和ic下降时间826在截止延迟时间822之后。
该仿真是常规栅极驱动器与具有高负载电流变化的快速截止的所提出的栅极驱动器电路的比较。例如，考虑图7a所示的栅极驱动电路700，其中，rb被选择使得当igbt集电极电流相对于时间的变化超过阈值时q3将被完全截止。图8示出了100a时的截止波形。在这种情况下，基于负载电流变化超过阈值变化率，晶体管q3712针对所提出的栅极驱动器电路700是导通的，调节栅极电阻以增大截止时间。该波形800还表示栅极驱动电路750的操作。
与图6中的波形类似，使用常规栅极驱动器电路的典型截止开关波形可被认为主要是四个阶段。一旦截止过程开始，则栅极至发射极电压(vge)开始减小。在vge达到密勒平台电压之前，集电极至发射极电压(vce)和集电极电流(ic)两者在驱动恒定负载时总体上保持恒定。第一阶段可被称作截止延迟阶段。截止延迟越长，需要被设计成驱动电机的车辆逆变器以避免潜在的击穿的死区时间越长。另外，长的死区时间可能会降低逆变器/转换器的输出质量。第二阶段是vce上升时间段。vce在该阶段结束时达到dc链路电压。在第三阶段，ic开始减小。由于电源电路中的泄漏电感，因此与发射极负载电流相对于时间的变化(di/dt)相关联的集电极电流(ic)的变化将在igbt两端产生浪涌电压。因此，vce将继续增大并且超过dc链路电压。由于vce浪涌电压，因此需要增大igbt的额定电压。在第四阶段，vge放电至零。
在此公开的处理、方法或算法可被传送到处理装置、控制器或计算机，或者通过所述处理装置、控制器或计算机实现，其中，所述处理装置、控制器或计算机可包括任何现有的可编程电子控制单元或专用的电子控制单元。类似地，所述处理、方法或算法可以多种形式被存储为可由控制器或计算机执行的数据和指令，其中，所述多种形式包括但不限于信息被永久地存储在非可写存储介质(诸如，只读存储器(rom)装置)中以及信息被可变地存储在可写存储介质(诸如，软盘、磁带、致密盘(cd)、随机存取存储器(ram)装置以及其它磁介质和光学介质)中。所述处理、方法或算法也可在软件可执行对象中实现。可选地，可使用合适的硬件组件(诸如，专用集成电路(asic)、现场可编程门阵列(fpga)、状态机、控制器或者其它硬件组件或装置)或者硬件组件、软件组件和固件组件的组合来整体或部分地实现所述处理、方法或算法。
虽然以上描述了示例性实施例，但是并不意在这些实施例描述权利要求所涵盖的所有可能形式。说明书中所使用的词语是描述性词语而非限制性词语，并且应理解的是，可在不脱离本公开的精神和范围的情况下做出各种改变。如前所述，可将各个实施例的特征进行组合以形成本发明的可能未被明确描述或示出的进一步的实施例。尽管针对一个或更多个期望特性，各个实施例可能已经被描述为提供优点或优于其它实施例或现有技术的实施方式，但是本领域普通技术人员应认识到，根据具体的应用和实施方式，一个或更多个特征或特性可被折衷以实现期望的整体系统属性。这些属性可包括但不限于成本、强度、耐用性、生命周期成本、市场性、外观、包装、尺寸、可维护性、重量、可制造性、装配的容易性等。因此，被描述为在一个或更多个特性方面不如其它实施例或现有技术的实施方式的实施例并非在本公开的范围之外，并且可被期望用于特定的应用。
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