一种ISOS并网逆变器组合系统及其目标多重化控制方法与流程

本发明涉及一种输入串联输出串联(isos)并网逆变器组合系统及其目标多重化控制方法，属于电能变换装置的直流-交流变换器领域。

背景技术：

输入串联输出串联(isos)逆变器组合系统适用于高压直流输入、高电压交流输出的应用场合，诸如船舶、高速电气铁路等电气系统，其具有以下优点：isos逆变器组合系统中各模块在输入输出端串联，模块的开关管电压应力大幅减小，方便选择更合适的开关管；每个模块的功率只有系统功率的1/n(n为系统中的模块数量)，更易实现模块化；多模块的串并联组合可以有效提高系统的可靠性。

并网逆变器作为光伏并网发电系统中的核心部件及能量传输者，其变换效率的提高对增加系统有效发电量、降低系统发电成本具有至关重要的意义。

目前的光伏并网发电系统中，并网逆变环节通常采用单台逆变器实现电能馈网。实际上，随着光伏并网发电系统容量的不断扩大，对系统的冗余性和可靠性提出了更高的要求。将逆变器组合系统应用于并网场合中，就能将组合系统易于拓展容量、缩短研发周期、高可靠性等优势带入到新能源发电并网场合中。因此，多个标准化并网逆变器模块的串并联结构也将成为光伏并网发电系统重要的发展趋势。其中，isos逆变器组合系统适用于输入电压高、输出电压大的应用场合，可以使用多模块isos并网逆变器组合系统来代替上述的单台、大容量逆变器。

技术实现要素：

为了使isos逆变器组合系统实现并网，本发明提出了一种isos并网逆变器组合系统及其目标多重化控制方法，可以实现模块间功率均衡、lcl滤波器谐振峰的阻尼、并网电流较高功率因数并网等多重控制目标。

本发明为解决其技术问题采用如下技术方案：

一种输入串联输出串联并网逆变器组合系统，包括n个输入串联、输出串联的并网逆变器模块，n为大于等于2的整数；所述并网逆变器模块均是由全桥直流变换器和全桥逆变器级联构成，其中全桥直流变换器的输入端作为并网逆变器模块的输入端，全桥逆变器的输出端作为并网逆变器模块的输出端；

所述全桥直流变换器包括四个开关管q1、q2、q3、q4，四个输出整流二极管d1、d2、d3、d4，隔离变压器tj、输出滤波电感ldcj和电容cdcj，其中第一开关管q1的源极和第二开关管q2的漏极相连，第三开关管q3的源极与第四开关管q4的漏极相连，第一开关管q1的漏极和第三开关管q3的漏极分别与电源正极相连，第二开关管q2的源极和第四开关管q4的源极分别与电源负极相连，第一输出整流二极管d1的阳极和与第二输出整流二极管d2的阴极相连，第三输出整流二极管d3的阳极和第四输出整流二极管d4的阴极相连，第一输出整流二极管d1和第三输出整流二极管d3共阴极与电感ldcj的一端连接，电感ldcj的另一端与电容cdcj的正极相连，第二输出整流二极管d2和第四输出整流二极管d4共阳极与电容cdcj的负极相连；所述隔离变压器tj原边和副边的一组同名端分别与第三开关管q3的源极和第一输出整流二极管d1的阳极相连，另一组同名端分别与第二开关管q2的漏极和第四输出整流二极管d4的阴极相连；

所述全桥逆变器包括四个开关管s1、s2、s3、s4，逆变器侧电感lfj1、网侧电感lfj2、输出滤波电容cfj，其中第一开关管s1的源极和第二开关管s2的漏极相连，第三开关管s3的源极与第四开关管s4的漏极相连，第一开关管s1和第三开关管s3的漏极分别与所述全桥直流变换器输出的正端相连，第二开关管s2和第四开关管s4的源极分别与所述全桥直流变换器输出的负端相连，逆变器侧电感lfj1的一端与与第一开关管s1的源极相连，逆变器侧电感lfj1的另一端与网侧电感lfj2的一端、滤波电容cfj的正极相连，滤波电容cfj的负极与第四开关管s4的漏极相连。

一种isos并网逆变器组合系统的目标多重化控制方法，包括如下步骤：

(1)isos并网逆变器组合系统采用输入均压环、电容电流反馈内环和公共电流环控制，其中公共电流环采用网侧电感电流il2反馈，组合系统中输入均压母线为各模块输入电压提供基准，各模块网侧电感电流跟踪电感电流基准从而跟踪电网电压相位；输入均压环通过调节输出有功功率，进而调整输入电压；

(2)输入均压环调节器的输出信号与公共输出电流环的输出信号相乘得到与之同相位的正弦误差信号，该信号叠加在公共电流环的输出信号上从而得到各个模块实际的电流基准信号；输出滤波电容电流经过采样得到的反馈电流与实际的输出电流基准信号相减后经输出比例积分调节器得到调制信号，此调制信号与给定的三角载波相比较得到开关管的驱动波形，进而得到每个逆变器模块桥臂输出电压。

本发明的有益效果如下：

1、采用输入均压环、电容电流内环和公共电流环控制，实现了多模块间的功率均衡。

2、采用电容电流反馈，抑制lcl滤波器谐振尖峰，保证了系统的稳定性。

3、各模块网侧电感电流跟踪电网电压相位，实现了高功率因数并网。

附图说明

图1为本发明的isos并网逆变器组合系统的原理框图，其中：vin为系统输入电压；iin为系统输入电流；cd1--cdn为输入分压电容；vcd1--vcdn为输入分压电容电压稳态值；iin1--iinn为各逆变器模块的输入电流稳态值；icd1--icdn为输入分压电容电流稳态值；ilf11--ilfn1为各模块逆变器侧电感电流；lf11--lfn1为各模块lcl滤波器的逆变器侧电感且lf11＝lf21＝…＝lfn1＝l1；icf1--icfn为各模块滤波电容电流；cf1--cfn为各模块lcl滤波器的电容且cf1＝cf2＝…＝cfn＝c；ilf11--ilfn1为各模块逆变器侧电感电流；lf12--lfn2为各模块lcl滤波器的网侧电感且lf12＝lf22＝…＝lfn2＝l2；ilf2为系统输出电网电流；vg为电网电压，n为系统所包含的模块数量，vo1--von为各模块输出电压。

图2为本发明单个模块主电路图，其中：vinj为j#模块输入电压；iinj为j#模块输入电流；q1-q4为前级直-直变换器的开关管；tj为前级高频隔离变压器；ldcj为j#模块前级滤波电感；cdcj为j#模块前级滤波电容；vdcj为j#模块前级输出电压；d1-d4为前级直-直逆变器整流电路的二极管；s1-s4为后级直-交逆变器的开关管；ilfj1为j#模块后级逆变器侧电感电流；ilf2为j#模块后级网侧电感电流；cfj为j#模块后级输出滤波电容；icfj为j#模块后级电容电流；lfj1为j#模块后级逆变器侧输出滤波电感；lfj2为j#模块后级网侧输出滤波电感；voj为模块输出电压。上述j的取值范围为1,2,…,n。

图3为本发明isos逆变器组合系统的控制框图，其中vcd1--vcdn为输入分压电容电压瞬时值；vin_ref为输入电压给定信号；kf为输入电压采样系数；gvd为输入均压环比例调节器；idev1--idevn为各逆变器模块乘法器输出的误差信号；gpwm(s)为pwm逆变器的增益；gi(s)为电流内环比例积分调节器；go为公共电流环比例积分调节器；vr1--vrn为各模块电流内环比例积分调节器输出信号；hi1为电容电流采样系数；hi2为网侧电感电流采样系数；zlf1(s)为逆变器侧电感的阻抗；vab1--vabn为各模块桥臂间电压；zcf(s)为各模块输出滤波电容阻抗；zl2(s)为网侧电感的阻抗；iref是给出的电流基准；icv为公共输出电流环的输出信号；ig1--ign为各模块电流内环实际的电流基准；vcf1--vcfn为系统滤波电容上的电压值；ilf11--ilfn1为各逆变器侧电感电流；icf1--icfn为各逆变器模块滤波电容电流；ilf2为网侧电感电流；vg为电网电压；r为输入均压电阻。上述n的取值范围为1,2,…,n。

具体实施方式

下面结合附图对本发明创造做进一步详细说明。

本发明涉及的输入串联输出串联并网逆变器系统的原理框图如图1所示，该系统由n个标准化并网逆变器模块组成，每个逆变器模块采用lcl滤波器进行滤波以获得更好的高频谐波滤波效果，n为大于等于2的整数，各模块在输入端串联，输出端串联。

本发明涉及的输入串联输出串联逆变器系统各模块的结构图如图2所示，由于isos逆变器系统中各模块为串联结构，故各模块必须选择隔离型拓扑。这里采用两级式结构作为各模块拓扑，前级为高频隔离的全桥直-直变换器，后级为全桥逆变器，其中全桥直流变换器的输入端作为逆变器模块的输入端，全桥逆变器的输出端作为逆变器模块的输出端，各模块采用lcl滤波器进行滤波，以更好地抑制输出电流的高频谐波。

为了实现系统的功率均衡，需要保证系统中每个模块均分总输入电压及输出电压。工频处逆变器侧电感电流在电容上面的分量很小，所以每个模块并网电流的分量近乎等于逆变器侧电感电流，且假设每个逆变器模块的变换效率均为100％，那么各逆变器模块的输入功率等于其输出有功功率，即：

式(1)中：pin1--pinn为各逆变器模块的输入功率；po1--pon为各逆变器模块的输出有功功率；vcf1--vcfn为各逆变器模块输出滤波电容电压有效值；vcd1--vcdn为各逆变器模块输入分压电容电压稳态值；ilf2是各模块网侧电感电流有效值；为各逆变器模块网侧电感电流和输出滤波电容电压的夹角，iin1--iinn为各模块的输入电流。

如果在系统输入端采用输入均压控制，当系统达到稳态时，各逆变器模块相应的输入分压电容上的电流保持不变，其平均值为零，即：

icd1＝icd2＝...＝icdn＝0(2)

其中：icd1--icdn为输入分压电容电流稳态值；

进一步可得：

iin1＝iin2＝...＝iinn＝iin(3)

其中：iin1--iinn为各逆变器模块的输入电流稳态值；iin为系统输入电流；

而由于采用输入均压控制，故可得：

vcd1＝vcd2＝...＝vcdn(4)

综合式(1)、(3)、(4)可得：

如果在公式(5)的基础上同时保证各模块输出滤波电容电压的幅值相同或相位同步，即保证下式(6)或(7)成立，

vcf1＝vcf2＝...＝vcfn(6)

从而可以得到下式(8)成立，

vcf1＝vcf2＝...＝vcfn(8)

其中：vcf1、vcf2、vcfn分别为第一个、第二个、第n个模块输出滤波电容电压。

又因为各模块输出串联，网侧电感电流相等，而各标准化模块的网侧电感值也相等，所以可以得到：

vo1＝vo2＝...＝von(9)

其中：vo1、vo2、von分别为为第一个、第二个、第n个模块输出电压。

至此实现了模块间输入均压、输出均压，也就实现了系统的功率均衡，此即所谓复合式控制策略(实际包含了两种方式：输入均压结合输出电容电压幅值相同控制，输入均压结合输出电容电压相位同步控制)。

根据上述的复合式功率均衡控制的思路，图3给出了本发明涉及的输入串联输出串联并网逆变器系统的具体实现方案。可以看到该控制策略包含三个控制环路，即输入均压环、公共的输出电流环和各模块的电流内环。其中输入均压环保证各模块输入均压，而在公共电流外环中并网电流通过跟踪电网电压相位从而实现高功率因数并网。值得注意的是，这里各电流内环采样的是各模块的电容电流，其存在两方面的功能。一方面，输入均压环仅微调各模块电容电流基准的幅值，而它们的相位始终保持相同，从而各模块电容电流跟踪基准也保持相位一致。进一步的，由于各模块电容电流的方向和电容电压相位相差π/2，所以上述控制保证了各模块输出电容电压相位一致，即有式(7)成立，而输入均压环使得式(4)成立，进而使得式(5)成立，由式(5)和(7)可得式(8)成立，最终可得式(9)成立。可见，所提具体方案通过前述输入均压结合输出电容电压相位同步这一种复合式控制的思路最终实现了模块间的功率均衡。另一方面，采用电容电流反馈又可以抑制lcl滤波电路带来的谐振尖峰，保证了系统的稳定性。

如前所述，所提方案中每个模块均采用滤波电容电流电流反馈，电流环控制方式采用正弦脉宽调制(spwm)单极倍频控制方式。此外，为了实现输入均压(ivs)，每个模块都具有输入均压环。iref电流基准母线信号为网侧电感电流il2提供基准，经过电流调节器后得到icv，各模块输入电压采样信号经过高精度的电阻连接到同一点以形成输入均压母线，输入均压母线同各模块的输入均压环实现ivs。输入均压环调节器的输出信号与icv进入乘法器后得到的调节量叠加至icv上，从而得到各个模块实际的电流内环基准信号。电容电流经过hi的采样系数，与基准电流ign相减后经输出比例积分调节器gi(s)得到调制信号，其中基准电流iref可以通过数字信号处理器(dsp)同步。