D型不对称24脉自耦变压整流器的制作方法

本发明属于电能变换技术领域，特别涉及了d型不对称24脉自耦变压整流器。

背景技术：

多电技术在民机领域的广泛使用对飞机电源提出更严苛的要求，对于机载电子设备，国军标gjb181a-2003及民航飞机适航标准rtca_do-160e要求其交流侧输入电流总谐波含量(thd)小于10％。12脉整流器的输入电流thd高达15.2％，18脉整流的输入电流thd仍有10.11％，都需要采取一定的滤波技术来降低输入电流谐波含量，而24脉整流器的输入电流thd理论值仅为7.57％，不需要采取任何的滤波措施，适用于对谐波含量要求较高的场合。然而现有的24脉整流器中24脉变压器的结构较为复杂，并且需要在输出端接六个平衡电抗器才能保证整流桥独立工作，系统较复杂。目前航空上使用最广泛的仍为12脉和18脉变压整流器，24脉变压整流器没有得到广泛的应用。

技术实现要素：

为了解决上述背景技术提出的技术问题，本发明旨在提供d型不对称24脉自耦变压整流器，其包括8种变压器方式，省去了平衡电抗器，并降低了变压器绕组连接的复杂性。

为了实现上述技术目的，本发明的技术方案为：

d型不对称24脉自耦变压整流器，包括d型不对称24脉自耦变压器，1个主整流桥和3个辅整流桥，4个整流桥的输出正直接连接作为正输出端，4个整流桥的输出负直接连接作为负输出端。所述d型自耦变压器包括a相、b相、c相，所述a相、b相、c相均包含1个带有三个中间抽头的原边绕组和3个副边绕组；其中原边绕组分别为ab、bc、ca，每相原边绕组匝数均为np，以a相为例，中间抽头ar、as、at将a相原边分为四段aar、aras、asat、atb，其匝数分别为np1、np2、np3、np4，其中，aar段端点a为同名端，aras段端点ar为同名端，asat段端点as为同名端，atb段端点at为同名端；b相、c相与a相类似；三相共九个副边绕组分别为ara1、asa2、ata3、brb1、bsb2、btb3、crc1、csc2、ctc3，其中ara1、brb1、crc1的匝数为ns1，asa2、bsb2、csc2的匝数为ns2，ata3、btb3、ctc3的匝数为ns3。该自耦变压器原边绕组连接方式，以a相为例：a相原边的端点a为电源a相输入端，并连接c相原边的端点a，且作为主整流桥的a相输入端；a相原边的端点b为电源b相输入端，并连接b相原边的端点b，且作为主整流桥的b相输入端；a相原边的三个中间抽头ar、as、at分别连接至副边绕组ara1、asa2、ata3的端点ar、as、at；b相、c相连接方式与a相类似；该自耦变压器副边绕组连接方式为：副边绕组的端点a1～a3、b1～b3、c1～c3作为3个辅整流桥的三相输入端，副边绕组的端点ar、as、at分别连接至a相原边绕组的中间抽头ar、as、at，副边绕组的端点br、bs、bt分别连接至b相原边绕组的中间抽头br、bs、bt，副边绕组的端点cr、cs、ct分别连接至c相原边绕组的中间抽头cr、cs、ct。通过改变自耦变压器副边绕组的绕制位置、同名端，以及原边绕组中间抽头位置即变压器原边每段的匝数，形成8种不同的变压器方式，每种方式的变压器输出4组幅值不等的三相对称电压，送至4个整流桥，主整流桥与3个辅整流桥的每相共构成24个相位依次差15°的幅值相等的电压矢量，每15°只有2个二极管同时导通，形成24脉直流输出电压；8种方式的自耦变压器的副边绕组匝数ns1、ns2、ns3与原边绕组匝数np的关系均为：ns1∶np＝0.1155，ns2∶np＝0.1547，ns3∶np＝0.1155。

进一步地，方式1副边绕组的绕制位置及同名端为，副边绕组brb1、bsb2、btb3绕制在a相，其中端点br、bs、bt为同名端，副边绕组crc1、csc2、ctc3绕制在b相，其中端点cr、cs、ct为同名端，副边绕组ara1、asa2、ata3绕制在c相，其中端点ar、as、at为同名端；方式2副边绕组的绕制位置及同名端为，副边绕组crc1、csc2、ctc3绕制在a相，其中端点c1、c2、c3为同名端，副边绕组ara1、asa2、ata3绕制在b相，其中端点a1、a2、a3为同名端，副边绕组brb1、bsb2、btb3绕制在c相，其中端点b1、b2、b3为同名端；方式1原边绕组每一段匝数与总匝数之比为，np1∶np＝0.2991，np2∶np＝0.2783，np3∶np＝0.2390，np4∶np＝0.1836；方式2原边绕组每一段匝数与总匝数之比为，np1∶np＝0.1836，np2∶np＝0.2390，np3∶np＝0.2783，np4∶np＝0.2991。

进一步地，方式3副边绕组的绕制位置及同名端为，副边绕组crc1、bsb2、btb3绕制在a相，其中端点c1、bs、bt为同名端，副边绕组ara1、csc2、ctc3绕制在b相，其中端点a1、cs、ct为同名端，副边绕组brb1、asa2、ata3绕制在c相，其中端点b1、as、at为同名端；方式4副边绕组的绕制位置及同名端为，副边绕组crc1、csc2、btb3绕制在a相，其中端点c1、c2、br为同名端，副边绕组ara1、asa2、ctc3绕制在b相，其中端点a1、a2、cr为同名端，副边绕组brb1、bsb2、ata3绕制在c相，其中端点b1、b2、at为同名端；方式3原边绕组每一段匝数与总匝数之比为，np1∶np＝0.1836，np2∶np＝0.3938，np3∶np＝0.2390，np4∶np＝0.1836；方式4原边绕组每一段匝数与总匝数之比为，np1∶np＝0.1836，np2∶np＝0.2390，np3∶np＝0.3938，np4∶np＝0.1836。

进一步地，方式5副边绕组的绕制位置及同名端为，副边绕组brb1、csc2、btb3绕制在a相，其中端点br、c2、bt为同名端，副边绕组crc1、asa2、ctc3绕制在b相，其中端点cr、a2、ct为同名端，副边绕组ara1、bsb2、ata3绕制在c相，其中端点ar、b2、at为同名端；方式6副边绕组的绕制位置及同名端为，副边绕组crc1、bsb2、ctc3绕制在a相，其中端点c1、bs、c3为同名端，副边绕组ara1、csc2、ata3绕制在b相，其中端点a1、cs、a3为同名端，副边绕组brb1、asa2、btb3绕制在c相，其中端点b1、as、b3为同名端；方式5原边绕组每一段匝数与总匝数之比为，np1∶np＝0.2991，np2∶np＝0.1235，np3∶np＝0.3938，np4∶np＝0.1836；方式6原边绕组每一段匝数与总匝数之比为，np1∶np＝0.1836，np2∶np＝0.3938，np3∶np＝0.1235，np4∶np＝0.2991。

进一步地，方式7副边绕组的绕制位置及同名端为：副边绕组brb1、bsb2、ctc3绕制在a相，其中端点br、bs、c3为同名端，副边绕组crc1、csc2、ata3绕制在b相，其中端点cr、cs、a3为同名端，副边绕组ara1、asa2、btb3绕制在c相，其中端点ar、as、b3为同名端；方式8副边绕组的绕制位置及同名端为，副边绕组brb1、csc2、ctc3绕制在a相，其中端点br、c2、c3为同名端，副边绕组crc1、asa2、ata3绕制在b相，其中端点cr、a2、a3为同名端，副边绕组ara1、bsb2、btb3绕制在c相，其中端点ar、b2、b3为同名端；方式7原边绕组每一段匝数与总匝数之比为，np1∶np＝0.2991，np2∶np＝0.2783，np3∶np＝0.1235，np4∶np＝0.2991；方式8原边绕组每一段匝数与总匝数之比为，np1∶np＝0.2991，np2∶np＝0.1235，np3∶np＝0.2783，np4∶np＝0.2991。

进一步地，以说明书附图3中的方式3为例分析d型24脉自耦变压器各绕组的匝比关系，其中n是输入三相交流电压矢量的中点，是输入相电压矢量，令矢量长度为1，则输出的24个电压矢量的长度为且所输出的24个电压矢量依次相差15°，分别为输出辅相电压矢量。在δnab1中，应用余弦定理可得矢量的长度为：

矢量的长度为：

在δabb1中，有∠abb1＝82.5°，且应用余弦定理可得bb1的长度为：

在δbbrb1中，∠brbb1＝82.5°-60°＝22.5°，∠bbrb1＝120°，所以∠bb1br＝37.5°，并应用正弦定理有：

则可得：brb1＝0.2，bbr＝0.318.

同理可得：btb3＝0.2，cbt＝0.318.

进一步地，在δab2c中，有∠acb2＝75°，且应用余弦定理可得b2c的长度为：

在δcbsb2中，∠bscb2＝75°-60°＝15°，∠cbsb2＝120°，所以∠cb2bs＝45°，并应用正玄定理有：

则可得：bsb2＝0.268，cbs＝0.732.

所以：bsbt＝0.732-0.318＝0.414，brbs＝1.732-0.318×2-0.414＝0.682

故方式3中变压器副边绕组匝数ns1、ns2、ns3与原边绕组匝数np之比为：

ns1∶np＝ns3∶np＝0.1155

ns2∶np＝0.1547

原边绕组每一段匝数与原边绕组匝数之比为：

np1∶np＝np4∶np＝0.1836

np2∶np＝0.3938

np3∶np＝0.2390

进一步地，其它七种方式的变压器绕组匝比关系推导方法与上述方式3的变压器匝比关系推到方法类似。

采用上述方案带来的有益效果：

与现有的三角形24脉冲变压整流系统相比，本发明不需要平衡电抗器，所有变压器输出电压矢量经整流桥直接并联输出到负载，系统结构较为简单；与现有的p型无平衡电抗器24脉自耦变压整流器相比，本发明每相少了一个绕组，且连接更加简单；本发明具有8种变压器方式，整流器性能略有变化，可以根据实际需要选择变压器方式。

附图说明

图1为本发明的系统总体结构示意图；

图2为本发明的系统结构示意图；

图3为本发明的电压矢量图；

图4为本发明方式3的4个整流桥a相输入电压波形图；

图5为本发明方式3的变压整流器输出电压波形图；

图6为本发明方式3的源侧a相输入电流波形图；

图7为本发明方式3的源侧a相输入电流频谱分析图；

标号说明：a、b、c——主整流桥的输入端，a1、b1、c1，a2、b2、c2，a3、b3、c3——三个辅整流桥的输入端，ar、as、at——a相原边绕组的三个中间抽头引出点，br、bs、bt——b相原边绕组的三个中间抽头引出点，cr、cs、ct——c相原边绕组的三个中间抽头引出点，np1、np2、np3、np4——每相原边绕组的匝数，ns1、ns2、ns3——每相副边绕组的匝数。

具体实施方式

以下将结合附图，对本发明的技术方案进行详细的说明。

在本实施例中，以方式3的实施办法为例进行说明。

d型不对称24脉自耦变压整流器，包括d型不对称24脉自耦变压器，1个主整流桥和3个辅整流桥，4个整流桥的输出正直接连接作为正输出端，4个整流桥的输出负直接连接作为负输出端。所述d型自耦变压器包括a相、b相、c相，所述a相、b相、c相均包含1个带有三个中间抽头的原边绕组和3个副边绕组；其中原边绕组分别为ab、bc、ca，每相原边绕组匝数均为np，以a相为例，中间抽头ar、as、at将a相原边分为四段aar、aras、asat、atb，其匝数分别为np1、np2、np3、np4，其中，aar段端点a为同名端，aras段端点ar为同名端，asat段端点as为同名端，atb段端点at为同名端；b相、c相与a相类似；三相共九个副边绕组分别为ara1、asa2、ata3、brb1、bsb2、btb3、crc1、csc2、ctc3，其中ara1、brb1、crc1的匝数为ns1，asa2、bsb2、csc2的匝数为ns2，ata3、btb3、ctc3的匝数为ns3。该自耦变压器原边绕组连接方式，以a相为例：a相原边的端点a为电源a相输入端，并连接c相原边的端点a，且作为主整流桥的a相输入端；a相原边的端点b为电源b相输入端，并连接b相原边的端点b，且作为主整流桥的b相输入端；a相原边的三个中间抽头ar、as、at分别连接至副边绕组ara1、asa2、ata3的端点ar、as、at；b相、c相连接方式与a相类似；该自耦变压器副边绕组连接方式为：副边绕组的端点a1～a3、b1～b3、c1～c3作为3个辅整流桥的三相输入端，副边绕组的端点ar、as、at分别连接至a相原边绕组的中间抽头ar、as、at，副边绕组的端点br、bs、bt分别连接至b相原边绕组的中间抽头br、bs、bt，副边绕组的端点cr、cs、ct分别连接至c相原边绕组的中间抽头cr、cs、ct，副边绕组crc1、bsb2、btb3绕制在a相，其中端点c1、bs、bt为同名端，副边绕组ara1、csc2、ctc3绕制在b相，其中端点a1、cs、ct为同名端，副边绕组brb1、asa2、ata3绕制在c相，其中端点b1、as、at为同名端。

变压器输出4组幅值不等的三相对称电压，送至4个整流桥，主整流桥与3个辅整流桥的每相共构成24个相位依次差15°的幅值相等的电压矢量，每15°只有2个二极管同时导通，形成24脉直流输出电压；自耦变压器的副边绕组匝数ns1、ns2、ns3与原边绕组匝数np的关系为：ns1∶np＝0.1155，ns2∶np＝0.1547，ns3∶np＝0.1155；原边绕组每一段匝数与总匝数之比为，np1∶np＝0.1836，np2∶np＝0.3938，np3∶np＝0.2390，np4∶np＝0.1836。

根据上述变压器原副边连接方式，副边绕组绕制方式、同名端和原副边绕组的匝数比，主整流桥输入相电压(va、vb、vc)为电源电压，辅整流桥1输入相电压(va1、vb1、vc1)幅值为主整流桥的0.809倍，相位滞后26.34°；辅整流桥2输入相电压(va2、vb2、vc2)幅值为主整流桥的0.809倍，相位滞后60°；辅整流桥3输入相电压(va3、vb3、vc3)幅值为主整流桥的0.809倍，相位滞后93.66°，变压器电压合成矢量如附图2所示。

在一个交流周期内，每个电压矢量传输1/24(15°)的负载功率。主整流桥连续工作，主桥中每个二极管一个周期内导通75°，3个辅整流桥中的每个二极管只导通15°。主整流桥传输的负载能量为62.5％。每个辅整流桥传输的负载能量为12.5％。输出电压平均值为：

其中vl为主整流桥输入线电压。

自耦变压器的等效容量为：pd·tr＝0.5∑vrms·irms＝0.3467vdid，其中vrms为绕组两端的电压有效值，irms为通过绕组的电流的有效值，id为负载电流。变压器方式不同，自耦变压器的等效容量不同，方式3和方式4的等效容量相同且最小，为0.3467vdid；次之为方式5和方式6，等效容量为0.3608vdid；方式1和方式2的等效容量略大于方式5和方式6，为0.3614vdid；方式7和方式8的等效容量最大，为0.3744vdid。为了获取良好性能，通常采用硅钢片制作变压器铁芯。根据发明内容所描述的变压器原副边连接方式，副边绕组绕制方式、同名端和原副边绕组的匝数比，设计所需要的d型不对称24脉自耦变压整流器。

为验证本发明的有效性，以附图2中d型不对称24脉自耦变压整流系统的方式3为例进行仿真实验。在输入三相交流电为115v/400hz，输出负载功率为2.8kw时，4个整流桥的输入a相相电压波形如图4(横坐标为时间，纵坐标为电压)所示，测得主整流桥输入相电压va有效值为115.25v，三组辅整流桥输入相电压va1、va2、va3有效值分别为93.209v、84.375v、93.209v，辅整流桥1和3输入相电压为主整流桥输入的0.809倍，辅整流桥2输入相电压为主整流桥输入的0.732倍，与理论分析相一致。变压整流系统的输出电压波形如图5(横坐标为时间，纵坐标为电压)所示，输出电压为280.5v，在一个周期内有24脉波，输出电压平稳。变压整流系统的a相输入电流波形如图6(横坐标为时间，纵坐标为电流)所示，a相输入电流有效值为8.34a，输入电流含24阶波，与理论分析波形一致。图7为a相输入电流的频谱分析，谐波主要为24k±1(其中k＝1，2，3...)次谐波，总谐波含量为7.38％，接近于理论计算值，且满足谐波标准的要求。

以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。