控制装置的制作方法

相关申请的交叉引用

2016年9月12日提交的日本专利申请no.2016-177461的公开内容(包括说明书、附图和摘要)通过引用整体地并入本文。

本发明涉及控制装置，并且例如涉及电机的控制装置。

背景技术：

在无刷直流电机中，作为一般控制方法之一，在其中转子磁极方向被定义为d轴，并且从d轴在θ正方向上前进90°的轴被定义为q轴的旋转坐标系的基础上，d轴电流被设置为0，并且对q轴电流和转矩执行线性控制。

提出了在三相线圈中流动的电流的基础上计算无刷直流电机中的转子的旋转位置而不是通过使用传感器来检测旋转位置的技术。

由于包括基于电流估计误差的方法的无传感器控制中的转子的磁极位置(dq轴的位置)是未知的，所以估计在电机中产生的感应电压的幅值和相位，并且从它们估计转子的磁极位置(dq轴的位置)。

例如，在日本未审查的专利申请公开no.hei8(1996)-308286中，检测在定子线圈中流动的电流值iu和iv，并从检测的值估计旋转角度。在非专利文献1“sensorlessbrushlessdcmotorcontrolmethodbasedoncurrentestimationerror”,takaharutakeshita,naofuminomura,andnobuyukimatsui,t.ieejapan,vol.115-d,no.4,1995中描述了基于电流估计误差的无传感器无刷直流电机控制。

技术实现要素：

通常，在基于电流估计误差的电机的无传感器控制中，磁极位置估计系统的感应电压和频率特性取决于电机的速度。因此，当电机的旋转变为低速时，估计系统的收敛增益变小，并且响应频率变低。

在电机的无传感器控制中，为了在稳定的控制轴中执行电流控制以及感应电压和磁极位置的估计的计算，感应电压估计响应时间必须等于或大于控制系统的电流响应时间。

为了保持该关系，随着电机的旋转降低，电流的响应频率必须减小。此外，当电流的响应频率减小时，在某些情况下，必须减小速度的响应频率。

如上所述，在电机无传感器控制中，由于响应频率的特性，感应电压、磁极位置估计增益、电流控制增益和速度控制增益密切相关。然而，存在不能建立设计这些参数的方法并且必须以试错的方式调整参数的问题。

从说明书和附图的描述中，其它问题和新颖特征将变得明显。

根据实施例，通过使用感应电压观测器，估计了感应电压，并且唯一地确定所有控制增益。

根据本实施例，可以清楚地设计磁极位置估计系统的感应电压和频率特性，并且可以理论和定量地设计无传感器控制所需的所有控制增益。

附图说明

图1是例示根据实施例的概述的控制装置的构造的框图。

图2是例示根据第一实施例的控制装置的构造的框图。

图3是用于解释电机的构造和坐标系的图示。

图4是用于解释期望被估计的真实坐标轴和用于控制的坐标轴的图示。

图5是d轴感应电压估计系统的框图。

图6是q轴感应电压估计系统的框图。

图7是例示第一实施例的控制装置的估计器的细节的图示。

图8是例示根据第二实施例的控制装置的构造的框图。

图9是实现死区时间补偿控制的电压控制系统的框图。

图10是例示根据第三实施例的控制装置的构造的框图。

图11是例示从位置指令值产生速度指令值的示例的曲线图。

图12是例示到拉入操作模式的转变的示例的曲线图。

图13是例示第三实施例的控制装置中的切换单元的构造的电路图。

具体实施方式

为了使描述清楚，在下面的描述和附图中适当地进行省略和简化。附图中所示的作为执行各种处理的功能块的元件中的每一个可以由cpu、存储器和作为硬件的其它电路构成，并且通过作为软件加载到存储器的程序来实现。因此，本领域技术人员可以理解，功能块可以仅以硬件、仅以软件或以硬件和软件的组合的各种形式来实现，并且本发明不限于任何形式。在附图中，相同的附图标记被指定给相同的元件，并且根据需要省略重复的描述。

实施例的概述

图1是例示根据实施例的概述的控制装置的构造的框图。在图1中，控制装置100具有估计器101和控制器102。控制装置100控制电机。

估计器101通过应用感应电压观测器从电机的目标电压、电机的电流值和过去估计的电机的转子的磁极位置(旋转角度)来估计电机的估计感应电压和相位误差。

控制器102在估计感应电压和相位误差的基础上来控制电机。

如上所述，利用与实施例的概述相关的控制装置，通过使用感应电压观测器估计感应电压并唯一地确定所有控制增益，磁极位置估计系统的感应电压和频率特性可以被清楚地设计，并且可以理论和定量地设计无传感器控制所需的所有控制增益。

第一实施例

在第一实施例中，将描述在实施例的概述中描述的控制装置100的详细构造和使用控制装置100的电机的控制装置。

首先，将描述根据第一实施例的控制装置的组件的功能。图2是例示根据第一实施例的控制装置的构造的框图。在图2中，控制装置100具有估计器101、控制器102、速度计算单元201、减法器202、2相/3相转换器203、pwm控制器204和3相/2相转换器205。控制装置100控制电机210的旋转速度。例如，估计器101、控制器102、速度计算单元201和减法器202可以通过由asic(专用集成电路)制成的半导体装置或处理器或者cpu(中央处理单元)和存储器构成。

估计器101在u相电流值iu、v相电流值iv以及过去的电机210的转子的旋转角度(例如，一个采样之前)的基础上估计电机210的转子的当前旋转角度。估计器101将估计旋转角度输出到速度计算单元201、2相/3相转换器203和3相/2相转换器205。稍后将描述估计器101的详细构造和操作。

控制器102在从目标旋转速度与由速度计算单元201获得的旋转速度之间的差确定的电流目标值iq*和实际上流入电机210中的3相电流之间的偏差的基础上计算dq坐标轴上的目标电压vd和vq。控制器102将计算结果输出到估计器101和2相/3相转换器203。

速度计算单元201在由估计器101估计的旋转角度的基础上计算旋转速度。速度计算单元201将获得的旋转速度输出到减法器202。

减法器202从由外部指令的目标旋转速度中减去由速度计算单元201获得的旋转速度。减法器202将减法结果输出到控制器102。

2相/3相转换器203将从控制器102指令的目标电压vd和vq转换为实际三相的目标电压vu*、vv*和vw*。2相/3相转换器203将实际三相的目标电压vu*、vv*和vw*输出到pwm控制器204。

pwm控制器204通过未图示的直流电源的导通/关断来确定实现三相的目标电压vu*、vv*和vw*的占空比。pwm控制器204通过占空比的脉冲波来驱动电机210。例如，pwm控制器204在其中具有逆变器，控制六个切换元件，并且控制施加到电机210中的三相线圈的电压。逆变器具有检测u相和v相的电流的电流传感器，并且检测u相电流值iu和v相电流值iv。逆变器可以提供在pwm控制器204的内部或外部。

3相/2相转换器205从由估计器101估计的旋转角度和由pwm控制器204检测的相位的电流值iu和iv来计算dq坐标轴上的电流值id和iq。然后，3相/2相转换器205将电流值id和iq输出到估计器101和控制器102。

接下来，将描述估计器101的内部构造。在图2中，估计器101具有感应电压观测器111、感应电压计算单元112、相位计算单元113和减法器114。

感应电压观测器111在dq坐标轴上的目标电压vd和vq、dq坐标轴上的电流值id和iq以及过去估计的电机210的转子的旋转角度的基础上估计估计感应电压的幅值“e”和相位误差β。感应电压观测器111将估计感应电压的幅值“e”输出到感应电压计算单元112。感应电压观测器111将相位误差β输出到相位计算单元113。

感应电压计算单元112执行将感应电压的幅值除以感应电压系数的计算。感应电压计算单元112将计算结果输出到减法器114。

相位计算单元113执行相位误差β乘以误差角度积分增益ωβ的积分的计算。相位计算单元113将计算结果输出到减法器114。

减法器114从感应电压计算单元112的计算结果中减去相位计算单元113的计算结果，以获得磁极位置估计值θ^。减法器114将磁极位置估计值θ^输出到感应电压观测器111、速度计算单元201、2相/3相转换器203和3相/2相转换器205。

如上所述，在估计器101中，通过添加幅值“e”计算的相位信息并将相位误差β与误差角度积分增益ωβ相乘，使得β变为零(β＝0)来控制磁极位置估计值θ^。

现在将描述控制器102的内部构造。在图2中，控制器102具有速度pi控制器121、减法器122和123、d轴电流pi控制器124和q轴电流pi控制器125。

速度pi控制器121确定通过目标旋转速度与由速度计算单元201获得的旋转速度之间的差确定的电流目标值iq*。速度pi控制器121将电流目标值iq*输出到减法器123。

减法器122从目标值id*(＝0)减去从3相/2相转换器205输出的电流值id。减法结果被输出到d轴电流pi控制器124。

减法器123从目标值iq*减去从3相/2相转换器205输出的电流值iq。减法结果被输出到q轴电流pi控制器125。

d轴电流pi控制器124从目标值id*和电流值id之间的差确定目标电压vd。d轴电流pi控制器124将目标电压vd输出到2相/3相转换器203。

q轴电流pi控制器125从目标值iq*和电流值iq之间的差确定目标电压vq。q轴电流pi控制器125将目标电压vq输出到2相/3相转换器203。

如上所述，在控制器102中，在电流目标值iq*与通过转换在电机210中实际流动的三相的电流获得的dq坐标轴上的电流值id和iq之间的偏差的基础上，计算dq坐标轴上的目标电压vd和vq。

接下来，将描述电机210。图3是用于解释电机的构造和坐标系的图示。在本实施例中，电机210是三相无刷电机。如图3所示，电机210具有作为场的转子220和布置在与转子220相对的定子230中的u相、v相和w相的定子绕组231、232和233。电机210可以是其中定子被布置在转子的外部以面对转子的内部转子型或其中定子被布置在圆筒形转子的内部以面对转子的外部转子型。

定义了具有在相应相位的定子绕组231、232和233的方向上的u轴、v轴和w轴的三相固定坐标(uvw坐标系)。还定义了其中d轴(磁极轴)设置在转子220的磁极方向上并且q轴(转矩轴)设置在转子220的旋转平面中与d轴正交的方向上的二相旋转坐标系(dq坐标系或实际旋转坐标系)。dq坐标系是与转子220一起旋转的旋转坐标系。在dq坐标系中，只有q轴电流对转子220的转矩有贡献。因此，设置d轴电流为零并根据期望的转矩控制q轴电流就足够了。转子220的旋转角度(转子角度)θ是d轴相对于u轴的旋转角度。dq坐标系是根据转子角度θ的实际旋转坐标系。通过使用转子角度θ，可以在uvw坐标系和dq坐标系之间执行坐标转换。

在第一实施例中，控制装置100控制作为上述三相无刷电机的电机210。接下来，将描述第一实施例的控制装置100的操作。

1.使用感应电压观测器估计感应电压和相位

通过使用图4，将描述使用感应电压观测器估计感应电压和相位。图4是用于解释期望被估计的真实坐标轴和用于控制的坐标轴的图示。在图4中，d轴是期望被估计的真实d轴，并且d^轴是用于控制的d轴。类似地，在图4中，q轴是期望被估计的真实q轴，并且q^轴是用于控制的q轴。在图4中，θ指示真实磁极位置，并且θ^表示磁极估计位置。β表示d轴和d^轴之间的误差角度以及q轴和q^轴之间的误差角度。“e”指示在d^q^轴上出现的感应电压。

从图4，dq控制轴上的电压等式写成如下公式(1)和(2)。

在公式(1)和(2)中，vd*和vq*是d轴和q轴的指令电压值。r表示转子的线圈的绕组电阻值。“s”表示差分算子(laplace算子)。ld和lq分别是d轴和q轴中的电感。id和iq分别为d轴和q轴中的电流值。ω*表示目标旋转速度。ed和eq分别表示d轴和q轴中的估计感应电压值。

现在，-ω*lqiq和-ω*ldid被视为干扰并被设置为-dd和-dq。

然后，电压等式变为上述公式(3)和(4)以及其中d轴和q轴分离的等式。首先导出d轴感应电压的估计公式。公式(3)被重写为以下公式(5)。

在公式(5)的基础上，将id和d(干扰)设置为状态变量，并且设置状态等式(6)和公式(7)。

sd＝sdd(7)

当将id和d的估计值分别设置为，

可以通过添加估计误差乘以估计增益ked1和ked2的项来将观测器侧的估计状态等式写为以下公式(8)和(9)。

当将公式(9)代入公式(8)时，

表达为以下公式(10)。

当公式(10)代入公式(9)时，

可以写为以下公式(11)。

图5是应用了感应电压观测器的d轴感应电压估计系统的框图。具体而言，图5是表达公式(11)的框图。

从公式(10)和(11)看出，

并使用id和vd*作为输入，成为公式(12)和(13)的二次系统。

也就是说，可以通过固有频率ωeg和阻尼因子ζeg来设计d轴感应电压估计系统的频率特性，并且估计增益ked1和ked2可以分别写成以下公式(14)和(15)。

随后，也对q轴执行类似的计算。公式(4)被重写为以下公式(16)。

在公式(16)的基础上，使用iq和d(干扰)作为状态变量，设置状态等式(17)和(18)。

sd＝sdq(18)

当将iq和d的估计值表达为

并且通过添加估计误差乘以估计增益keq1和keq2的项，可以将观测器侧的估计状态等式写为以下公式(19)和(20)。

当将公式(20)代入公式(19)时，

表达为以下公式(21)。

当公式(21)代入公式(20)时，

可以写成以下公式(22)。

图6是应用了感应电压观测器的q轴感应电压估计系统的框图。具体而言，图6是表达公式(11)的框图。

现在看公式(21)和(22)，

并使用iq和vq*作为输入，成为公式(23)和(24)的二次系统。

也就是说，与d轴感应电压估计系统一样，q轴感应电压估计系统的频率特性也可以由ωeg和ζeg设计，并且估计增益keq1和keq2可以分别写为以下公式(25)和(26)。

随后，当根据估计的干扰计算估计感应电压，

并通过公式(11)和(22)获得时，导出下面的公式(27)和(28)。

因此，估计感应电压的幅值“e”和相位误差β如以下公式(29)和(30)来获得。

接下来，从计算的“e”和β，估计磁极位置。图7是例示第一实施例的控制装置中的估计器的细节的图示。在图7中，例示了图2的控制装置中估计感应电压和磁极位置的功能。在感应电压估计系统701中，当输入指令电压值和检测电流值时，输出感应电压的幅值“e”和相位误差β。通过添加从幅值“e”计算的相位信息、执行将相位误差β乘以误差角度积分增益ωβ的积分，使β变为等于0(β＝0)，从而控制磁极位置估计值θ^。

当估计增益ked1、ked2、keq1和keq2分别被设计为公式(31)、(32)、(33)和(34)时，感应电压估计系统的频率特性ge变为由固有频率ωeg和阻尼因子ζeg确定的稳定二次系统。

因此，在感应电压和磁极位置估计系统中必须设计的控制增益是三个控制增益ωeg、ζeg和ωβ。

2.增益设计方法

2-1.速度控制系统和电流控制系统的设计

速度控制系统的带宽ωsc和电流控制系统的带宽ωcc被设计为保持公式(35)的关系，以免彼此干扰。

ωcc＞＞ωsc(35)

2-2.感应电压估计系统的设计

如图5和图6所示，由于感应电压估计系统的频率特性是由ωeg和ζeg确定的二次系统，所以ωeg和ζeg被设计成使得感应电压估计响应变得等于或高于电流响应。

根据上述设计概念，ζeg被固定为约0.6的值，并且ωeg被设计为满足以下公式(36)的关系。

ωeg≥ωcc(36)

2-3.磁极位置估计系统的设计

将图7中的磁极位置估计系统中的误差角度积分增益ωβ设计为相对于感应电压估计系统的带宽足够低的值以使得可以充分确保相位裕度就足够了。然而，当误差角度积分增益ωβ设置得太低时，速度控制系统的带宽高，并且在磁极位置估计系统接收高频输入的情况下，可能发生大的相位滞后。

由于相位滞后与转矩减小直接相关，因此误差角度积分增益ωβ的下限是根据允许的相位滞后确定的。

根据上述设计概念，设计了误差角度积分增益ωβ。首先，当误差角度积分增益ωβ被设计为以下公式(37)时，磁极位置估计系统的频率特性变得几乎与一阶滞后系统的特性相同，使得相位滞后在截止频率ωβ处约为45°。

ωeg＞＞ωβ(37)

也就是说，可以认为磁极位置估计系统的输入频率的上限由速度控制系统的带宽确定。因此，例如，当速度控制系统的带宽被设计为等于或小于误差角度积分增益ωβ时，误差最大约为45°。使用45°作为误差的允许范围(转矩降低率约为30％)，速度控制系统的带宽与误差角度积分增益之间的关系被设计为始终保持以下公式(38)的关系。

ωβ≥ωsc(38)

当结合公式(37)和(38)时，获得以下公式(39)。

ωeg＞＞ωβ≥ωsc(39)

当结合2-1、2-2和2-3时，控制系统的增益的关系用公式(40)表达。

ωeg≥ωcc＞＞ωβ≥ωsc(40)

也就是说，当电机参数已知时，使用感应电压观测器的整个无传感器控制系统的设计只设计增益，同时保持公式(40)的关系。

如上所述，根据第一实施例的控制装置，通过将感应电压观测器应用于感应电压估计算法，可以由固有频率ωeg来清楚地确定感应电压估计系统的频率特性。电流控制系统的带宽ωcc、相位误差积分增益ωβ和速度控制系统的带宽ωsc根据公式(40)唯一地确定，不需要增益调整，并且可以实现稳定的控制。

第二实施例

通常，在无传感器控制中，在低速时，由于逆变器控制所需的死区时间引起的电压失真，低电压可能不能正确输出。因此，不能准确地估计感应电压和磁极位置。

在第二实施例中，执行负反馈控制，使得逆变器的输出电压与指令电压匹配而没有滞后。通过降低由死区时间引起的电压失真，提高了感应电压和磁极位置的估计精度。

图8是例示根据第二实施例的控制装置的构造的框图。在图8中，相同的附图标记被指定给与图2相同的组件并且将不再重复它们的描述。在图8中，控制装置800具有死区时间补偿器801。

2相/3相转换器203将从控制器102指令的目标电压vd和vq转换为实际三相的目标电压vu*、vv*和vw*。2相/3相转换器203将实际三相的目标电压vu*、vv*和vw*输出到死区时间补偿器801。

死区时间补偿器801执行负反馈控制，使得从2相/3相转换器203输出的三相的目标电压vu*、vv*和vw*与指令电压匹配而没有滞后。稍后将描述死区时间补偿器801的详细操作。例如，死区时间补偿器801可以通过asic(专用集成电路)或由cpu(中央处理单元)和存储器制成的处理器或半导体装置构成。

pwm控制器204通过未图示的dc电源的导通/关断来确定实现从死区时间补偿器801输出的三相的目标电压的占空比。pwm控制器204通过占空比的脉冲波来驱动电机210。例如，pwm控制器204在其中具有逆变器，并且控制六个切换元件以控制施加到电机210中的三相线圈的电压。

现在将描述死区时间补偿器801的详细操作。图9是实现死区时间补偿控制的电压控制系统的框图。图9的电压控制系统的输入/输出特性由以下公式(41)来表达。

在公式(41)中，pi控制中kp和ki分别为比例增益和积分增益。ωc表示截止低于pwm的频率的滤波器的截止频率。

当设计为kp＝1且ki＝ωc时，公式(41)变为以下公式(42)。

也就是说，如公式(42)的关系所表达的，指令电压v*和输出电压vo匹配而没有滞后。死区时间补偿器801执行公式(42)的控制处理。

如上所述，根据第二实施例的控制装置，可以减少由死区时间引起的电压失真，从而提高估计感应电压和磁极位置的精度，并且可以以较低的速度执行控制。此外，由于可以减少由死区时间引起的电压失真，所以可以降低磁极位置估计的下限速度。

第三实施例

在第三实施例中，当速度低于感应电压和磁极位置的估计的下限速度时，模式被切换为通过根据位置指令值使d轴电流通过并强制改变相位来执行驱动的模式(该模式将被称为拉入操作模式)。

图10是例示根据第三实施例的控制装置的构造的框图。在图10中，相同的附图标记被指定给图2和图8中的相同的组件，并且将不重复它们的描述。在图10中，控制装置1000具有切换单元1001。

当由速度计算单元201估计的旋转速度大于预定阈值时，切换单元1001向d轴电流pi控制器124输出id*＝0并将从速度pi控制器121输出的iq*输出到q轴电流pi控制器125。当旋转速度等于或小于预定阈值时，切换单元1001向d轴电流pi控制器124输出id*＝id_ol，并向q轴电流pi控制器125输出iq*＝0。例如，切换单元1001可以通过asic(专用集成电路)或由cpu(中央处理单元)和存储器制成的处理器或半导体装置构成。

现在将描述控制装置1000的操作。首先，将描述从位置指令值产生速度指令值的操作。图11是例示从位置指令值产生速度指令值的示例的曲线图。在图11中，横轴指示时间，纵轴指示旋转角度(旋转位置)和旋转速度。在图11中，θ*指示目标位置，ta指示加速时间，ωmax指示最大速度并且ω*指示速度指令值。

由位置指令值的微分产生速度指令值。速度指令值取决于输入参数，并变为梯形或三角形图案。根据速度指令值，电机被驱动。

接下来，将描述电机以低速旋转的情况下的控制装置1000的操作。

图12是例示到拉入操作模式的转变的示例的曲线图。在图12中，横轴指示时间，纵轴指示旋转速度、q轴电流和d轴电流。在图12中，ωswitch表示下限速度(转变为拉入操作模式的阈值速度)。id_ol指示在拉入操作时的d轴电流。tswitch指示到拉入操作的转变时间。

如图12所示，当旋转速度高于下限速度ωswitch时，从速度pi控制器121输出的iq*被输出到q轴电流pi控制器125，并且id*＝0被输出到d轴电流pi控制器124以控制电机。当旋转速度变为等于或小于下限速度ωswitch时，当id*处于拉入操作时的d轴电流id_ol在到拉入操作的转变时间tswitch内被输出到d轴电流pi控制器124，并且iq*＝0被输出到d轴电流pi控制器124以控制电机。在拉入操作时的d轴电流id_ol优选地被设置为恰好在模式的切换之前的q轴电流。

通过上述操作，在切换到拉入操作模式时，恰好在模式切换之前的q轴电流被传递给d轴电流pi控制器124，并且d轴电流和q轴电流轴被替换，从而无缝地耦合扭矩。

接下来，将描述切换单元1001的内部构造。图13是例示第三实施例的控制装置中的切换单元的构造的电路图。在图13中，切换单元1001具有确定单元1011、第一开关1021和第二开关1031。

确定单元1011确定由速度计算单元201估计的旋转速度大于预定阈值还是等于或小于预定阈值，并将确定结果输出到第一开关1021和第二开关1031。

根据确定单元1011的确定，第一开关1021将接触点1022和1023中的一个耦合到接触点1024。将d轴电流pi控制器124耦合到接触点1024。

具体而言，当由速度计算单元201估计的旋转速度大于预定阈值时，接触点1022耦合到接触点1024。也就是说，id*＝0被输出到d轴电流pi控制器124。

当由速度计算单元201估计的旋转速度等于或小于预定阈值时，接触点1023耦合到接触点1024。也就是说，id*＝id_ol被输出到d轴电流pi控制器124。id_ol是在拉入操作时的d轴电流。

根据确定单元1011的确定，第二开关1031将接触点1022和1033中的一个耦合到接触点1034。将速度pi控制器121耦合到接触点1032。将q轴电流pi控制器124耦合到接触点1034。

具体而言，当由速度计算单元201估计的旋转速度大于预定阈值时，接触点1032耦合到接触点1034。也就是说，从速度pi控制器121输出的iq*被输出到q轴电流pi控制器125。

当由速度计算单元201估计的旋转速度等于或小于预定阈值时，接触点1033耦合到接触点1034。也就是说，iq*＝0被输出到q轴电流pi控制器125。

通过上述构造，结合通过负反馈控制施加到电机的电压实现的死区时间补偿功能，执行驱动以便遵循从位置指令轮廓产生的指令速度。

如上所述，根据第三实施例的控制装置，通过使用下限速度作为阈值无缝地切换速度控制模式和拉入操作模式，并且在从位置指令值产生的指令速度的基础上执行驱动，可以实现简单的定位操作。

在状态从速度超过感应电压和磁极位置的估计的下限速度的状态转变到速度低于感应电压和磁极位置的估计的下限速度的状态的情况下，通过将恰好在状态转变之前的q轴电流传递给d轴电流pi控制器124并且替换d轴电流和q轴电流，可以无缝地耦合扭矩，并且在速度低于下限速度的状态下，可以实现定位操作。

具体而言，当速度低于下限速度时，通过将模式改变为拉入操作模式并且根据位置指令轮廓强制转动相位，可以实现简单的定位操作。

通过使用各种类型的任何非暂态计算机可读介质来存储上述程序，并且可以将上述程序提供给计算机。非暂态计算机可读介质包括各种类型的有形存储介质。非暂态计算机可读介质的示例包括磁记录介质(例如，软盘、磁带和硬盘驱动器)、磁光记录介质(例如，磁光盘)、cd-rom(只读存储器)、cd-r、cd-r/w和半导体存储器(例如，掩模rom、prom(可编程rom)、eprom(可擦除prom)、闪存rom和ram(随机存取存储器))。该程序可以由各种类型的暂态计算机可读介质中的任何一种提供给计算机。暂态计算机可读介质的示例包括电信号、光信号和电磁波。暂态计算机可读介质可以经由有线通信路径(例如，电线或光纤)或无线通信路径向计算机提供程序。

尽管上文在实施例的基础上具体描述了本发明人获得的本发明，但是显然，本发明不限于前述实施例，而是可以在不脱离主旨的情况下进行各种改变。

例如，虽然在上述实施例中描述了控制三相无刷电机的示例，但是本发明也可以应用于使用永磁体的pm(永磁体)型或hb(混合)型的步进电机而不是三相电机。