一种基于MRAS的异步电机低速控制的方法与流程

本发明属于电机控制技术领域，尤其涉及一种基于mras的异步电机低速运行下的控制方法。

背景技术：

在当今，三相异步电机的控制方案已经趋于成熟，矢量控制和直接转矩控制是异步电机主要的控制方案，能满足大多数控制的需要。对于任何的控制，转速是必不可少的控制量，但是存在速度传感器在一些恶劣条件下安装困难，并影响控制的精度，价格高等劣势，加大了人们对无速度传感器的研究力度。

异步电机传感器原理可以分为两种类型：一类是高频注入法，谐波法。这种方法需要进行频谱的分析而且对硬件的要求很高，在实际的应用中较少。另一种就是对异步电机的数学模型展开分析，应用数学的方法来辨识转速，如全磁链观测器和降阶状态观测器，扩展卡尔曼滤波器(ekf)，以及基于模型参考自适应系统(mras)的方法。

采用模型参考自适应系统(mras)进行转速估算的方法简单，受电机参数影响小。但在mras中采用电压模型来确定磁链时存在一定的缺陷，电压模型中需要积分初值，在实际控制系统中，就需要初始定位，初始位置无法确定进而引起直流偏置和积分饱和的问题，会对电机的动态特性造成影响，尤其在低速时对磁链的影响更加明显。

技术实现要素：

为了解决上述技术问题，本发明提出一种基于mras的异步电机低速控制的方法，其提高了异步电机低速度时候速度识别的精度和抗负载扰动的能力。

本发明采用的技术方案是：

一种基于mras的异步电机低速控制的方法，包括以下步骤：

s10：三相静止坐标系中的定子电流ia、ib、ic通过3/2变换转换成两相静止坐标系中的定子电流isα、isβ；三相静止坐标系中的电压ua、ub、uc通过3/2变换转换成两相静止坐标系上的电压usα、usβ；将isα、isβ、usα、usβ通入模型参考自适应系统mras得到估计转速ωr^*与转子磁链估计值ψ^*r；

s20：将转速参考值ωr与估计转速ωr^*的差值通过pi调节器后得出电流id，磁链估计值ψr^*与给定的磁链参考值ψr的差值通过pi调节器后得出电流iq；

s30：将两相静止坐标系中的定子电流isα、isβ经过park变换得到电流id^*、iq^*；

s40：将电流id与i^*d的差值通过pi调节器得到电流ud，电流iq与i^*q的差值通过pi调节器得到电压uq；电压ud、uq通过park反变换得到usα、usβ；

s50：将usα、usβ通过空间矢量调制svpwm产生六个pwm波来控制逆变器的导通，通过逆变器逆变来控制电机的三相电流、三相电压，以构成双闭环控制。

进一步地，步骤s10包括以下步骤：

对两相静止坐标系中的定子电流isα、isβ和两相静止坐标系上的电压usα、usβ进行积分，得到一个由积分器构成的转子磁链模型，转子磁链模型包括转子磁链电压模型

和转子磁链电流模型式中，rs为定子电阻；lr、ls、lm分别为转子电感、定子电感和互感；ψrα、ψrβ分别为转子磁链电流模型中转子在α、β轴上的磁链分量；分别为转子电压模型中转子在α、β轴上的磁链分量；漏磁系数σ＝1-lm²/lslr；tr＝lm/rr，rr为转子电阻；

对公式(1)和公式(2)的输出磁链进行比较，得到一个新的差值ε，其通过自适应模块来确定一个新的转速ωr^*，对公式(1)和公式(2)的输出磁链共同合成得到

进一步地，自适应模块由popov的稳定算法推导得出。

与现有技术相比，本发明的有益技术效果是：

本发明提出了对电压模型中的积分环节进行改进，在电压模型前面引入高通滤波器，消除了直流分量的偏置和饱和，同时对因引入高通滤波器产生的相位和幅值的变化进行补偿，消除了对磁链观察的影响，从而提高了低速度时候速度识别的精度和抗负载扰动的能力。

附图说明

图1为本发明的mras的测速原理图；

图2为本发明的电压磁链原理图；

图3为本发明的低通补偿环节的磁链观测器原理图；

图4为本发明的基于mras的异步电机低速控制框图；

图5为本发明的异步电机的实际转速和估计转速的波形图；

图6为本发明的负载转矩波形图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的各实施方式进行详细的阐述。

如图1所示，对由传感器测得的三相异步电机的各相电压和电流进行坐标变换，得到静止坐标系下定子侧电流模型的分量isα、isβ和定子侧电压模型的分量usα、usβ；

对定子侧电流模型的分量isα、isβ和定子侧电压模型的分量usα、usβ进行积分，得到一个由积分器构成的转子磁链模型，对参考模型(转子磁链电压模型)和可调模型(转子磁链电流模型)中的输出磁链进行比较，得到一个新的差值ε，通过由popov的稳定算法推导出的自适应模块输出一个新的转速ωr^*，kp、ki分别为比例系数和积分系数；进而对可调模型中的转速ω进行修正调节，使得可调模型与参考模型的输出磁链误差为0。对参考模型和可调模型中的输出磁链共同合成得到

转子磁链电流模型为：

转子磁链电压模型为：

式中，rs-定子电阻；usα、usβ-定子电压在α、β轴的电压分量；isα、isβ-定子电流在α、β轴的电流分量；lr、ls、lm-转子电感、定子电感及互感；ψrα、ψrβ-电压、电流模型中转子在α、β轴上的磁链分量；漏磁系数：σ＝1-lm²/lslr；tr＝lm/rr，rr为转子电阻。

如图2所示，电压模型中，电压模型存在积分环节会引起直流偏置和饱和。本发明在电压模型前引入低通环节，来代替积分环节，把其中的直流成分滤掉后可以接近积分初始值问题和积分饱和问题。其相当于积分环节前加入了高通滤波器，由两者串联成一个低通滤波器，其表示为：

式中，ωc-截止频率；-积分环节；-高通滤波器；-低通滤波器；

对于纯积分形式的电压方程可以写成向量形式：

式中，e-定子侧感应电动势；ωs-额定频率；

对于低通滤波器后的电压方程可以写成如下向量形式：

引入低通滤波器会使检测到的磁链幅值和相位与实际的磁链幅值和相位产生一定的误差，观测到的幅值误差、相位误差分别为：

由(6)式和(7)式可知，异步电机在低速时需要进行磁链幅值和相位的补偿，设补偿环节为g，即：ψs＝ψs’g，其中：

转子磁链电压模型前通入低通滤波器后的数学模型为：

图3为低通补偿环节的磁链观测器原理图。ψs’表示通入低通滤波器后的磁链值，ψs表示在纯积分条件下的磁链值。由式(4)和式(5)可以知道，引入低通滤波器会使检测到的磁链幅值和相位与实际的磁链幅值和相位产生一定的误差，其磁链幅值和相位的误差见式(6)和式(7)。因此低速时需要进行磁链幅值和相位的补偿，设补偿环节为g，即需要在低通滤波器后的ψs’后加入g，使得ψs＝ψs’g。

根据式(5)和式(8)将磁链展开得到α、β轴的分量：

即

图中，e’sα、e’sβ为电压模型磁链的反电动势，这种改进解决了低通滤波器输出存在的幅值衰减和相位误差的问题，使得磁链的估计更加准确。解决了异步电机在低速时磁链定位不准确的问题。

图4为基于mras的异步电机低速控制框图。通过mras估算出转子转速的估计值ωr^*与磁链ψ^*r，再将实际的转速ωr与估算转速ωr^*进行作差，差值通过pi调节器后得出电流iq，磁链估计值ψ^*r与给定的磁链参考值ψr的差值通过pi调节器后得出电流id；将两相静止坐标系中的定子电流isα、isβ经过park变换得到电流id^*、iq^*；分别将电流i^*q和i^*d与电流iq和id进行作差，再通过pi调节器后得出电压ud和uq，在经过反park变换得出α、β轴上的电压usα和usβ，通过空间矢量调制来产生pwm波形，从而控制异步电机。在将α、β轴上的电压和电流引入自适应系统，由自适应模块估算出的转速反馈后与实际转速比较，转子位置角反馈给park变换和反park变换，从而构成双闭环控制。该设计避免了由于在异步电机的转子安装光电编码器所带来的弊端，克服反电动势模型受定子电阻误差影响的缺点，很好地实现异步电机转速的辨识。

图5和图6是通过图4仿真达到的实验结果，在低速情况下估计的电机转速可以跟踪上实际转速。0到0.05s时电机平稳上升，0.05s时达到最大，转速超调在10％到20％之间属于正常范围，随后转速回落，大约在0.2s转速达到稳定，出现超调的原因是在替代电压磁链中的纯积分环节中，对初始值的影响不能立即消除，导致出现误差。在10r/min时突加减负载，虽然电磁转矩波动比较大，但是速度波动比较平稳，实际速度与估计速度的误差比较小，足见此方法的可行性。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。