本发明涉及一种电容电压平衡控制方法。特别是涉及一种mmc飞跨电容子模块电容电压平衡控制方法。
背景技术：
模块化多电平换流器是一种主要应用于高压大容量设备中的模块化拓扑结构，具有损耗小、拓展性高、故障处理能力强等优点。作为一种新型的电压源型换流器，模块化多电平换流器(modularmultilevelconverter,mmc)被广泛应用于高压直流输电工程中，为解决新能源的远距离输送和并网难题提供了途径。
mmc由数个结构相同的子模块级联构成，和传统两电平、三电平换流器相比，mmc将直流侧的电容分散至各相的子模块中，通过对子模块投切状态的控制来维持直流侧电压的稳定，子模块控制策略的优劣直接影响着mmc系统的可靠性。目前mmc常用的子模块结构有半桥子模块、全桥子模块、钳位双子模块等，其中以半桥子模块的最为常见。而飞跨电容子模块(fcsm)是一种可输出4电平的子模块结构，和其他子模块相比，fcsm可以降低子模块的体积，有利于子模块的封装，而fcsm内部因含有两个参考电压不等的悬浮电容，现有的电容电压平衡控制方法并无法应用于采用飞跨电容子模块的mmc中；同时，由于现有的mmc电容电压平衡控制方法(如改进的cps-spwm控制策略和最近电平逼近法)均需要对子模块电容电压进行排序，随着子模块个数的增多计算量相应增大，大大提高了计算的复杂度和对硬件的要求。
基于上述问题，为了实现采用飞跨电容子模块的mmc系统中的电压动态平衡，需要提出一种适用于该结构的控制策略。考虑到传统电压平衡控制方法的缺陷，研究一种易扩容、排序简单的控制方法，对mmc系统的简化有着重要意义。
技术实现要素：
本发明所要解决的技术问题是，提供一种能够实现基于飞跨电容子模块的mmc电容电压的平衡，降低系统控制的复杂度，提高了基于飞跨电容子模块的mmc稳定性的mmc飞跨电容子模块电容电压平衡控制方法。
本发明所采用的技术方案是：一种mmc飞跨电容子模块电容电压平衡控制方法，飞跨电容子模块包括：依次串联连接的第一开关、第二开关、第三开关和第四开关，所述第一开关的另一端连接第一电容的一端，所述第一开关与第二开关相连的交点连接第二电容的一端，所述第三开关与第四开关相连的交点连接第二电容的另一端，所述第四开关的另一端连接第一电容的另一端，所述第二开关与第三开关相连的交点构成飞跨电容子模块的正极，所述第四开关与第一电容相连的交点构成飞跨电容子模块的负极；所述的第一开关、第二开关、第三开关和第四开关结构相同，均是由一个全控型电力电子器件与一个二极管反并联连接构成，即，所述全控型电力电子器件的漏极连接二极管的负极，所述全控型电力电子器件的源极连接二极管的正极，其中，第一开关、第二开关、第三开关和第四开关均是前一个开关中的全控型电力电子器件的源极和二极管的正极共同连接下一个开关中的全控型电力电子器件的漏极和二极管的负极；方法包括如下步骤：
1)对于mmc任一桥臂，利用载波层叠或载波移相或最近电平逼近的调制方法获得该桥臂的电压参考值
2)将所述电压参考值
3)测量每个桥臂子模块中第一电容和第二电容的电压，生成电压原始输入序列：[vc]1×2n＝[v1c1v1c2v2c1v2c2…vkc1vkc2…vnc1vnc2]
其中k＝1，2，3，…，n；
4)将步骤3)得到的电压原始输入序列中的奇数位分别值乘以h1，将步骤3)得到的电压原始输入序列中的偶数位分别乘以2h1得到一个新的归一化电压序列：
5)对步骤4)得到的归一化电压序列
[m]1×2n＝[m1m2…m2k-1m2k…m2n-1m2n]
其中m表示编号序列，m2k-1、m2k分别为第k个子模块内第一电容和第二电容的归一化电容电压值的比较结果求和值；
6)测量桥臂电流方向，将编号序列[m]1×2n中的比较结果求和值依次与步骤2)所得的电平数l或电平互补数2n-l比较得到电容的开关状态序列：[x]1×2n＝[x1x2…x2k-1x2k…x2n-1x2n]，其中，x2k-1和x2k分别为第k个子模块对应第一电容和第二电容的开关状态；
7)根据步骤6)所得的电容开关状态序列[x]1×2n生成相应的igbt触发脉冲。
步骤5)中，在一个归一化电容电压值与序列中其它的归一化电容电压值进行比较的过程中，当所述的一个归一化电容电压值大于序列中其它的一个归一化电容电压值时，则该次比较结果为1，当所述的一个归一化电容电压值小于序列中其它的一个归一化电容电压值时，则该次比较结果为0。
步骤6)中，若桥臂电流ixy>0，分别将m2k-1和m2k与电平数l比较，当m2k-1＜l时x2k-1取1，否则取0，当m2k＜l时x2k取1，否则取0；若桥臂电流ixy<0时，分别将m2k-1和m2k与电平互补数2n-l比较，当m2k-1≥2n-l时时x2k-1取1，否则取0，当m2k≥2n-l时时x2k取1，否则取0。
步骤7)所述igbt触发脉冲配置如下：
当x2k-1＝0时，第k子模块内第一开关管的igbt触发脉冲t1k为0，第四开关管的igbt触发脉冲t4k为1；当x2k＝0时，第k个子模块内第二开关管的igbt触发脉冲t2k为0，第三开关管的igbt触发脉冲t3k为1；当x2k-1＝1时，第k子模块内第一开关管的igbt触发脉冲t1k为1，第四开关管的igbt触发脉冲t4k为0：当x2k＝1时，第k个子模块内第二开关管的igbt触发脉冲t2k为1，第三开关管的igbt触发脉冲t3k为0。
本发明的mmc飞跨电容子模块电容电压平衡控制方法，降低了子模块开关管的额定电压，实现了飞跨电容子模块中两个悬浮电压的平衡控制，通过采用逻辑比较器取消了排序算法，极大降低了控制系统的计算复杂度，提高了基于飞跨电容子模块的系统的稳定性。
附图说明
图1是本发明采用飞跨电容子模块的换流器的构成框图；
图2是本发明中飞跨电容子模块的原理图；
图3a是本发明mmc飞跨电容子模块电容电压平衡控制方法的流程图；
图3b是本发明mmc飞跨电容子模块电容电压平衡控制方法中编号生成流程图；
图3c是本发明mmc飞跨电容子模块电容电压平衡控制方法中电容开关状态生成流程。
图中
1：a相上桥臂2：b相上桥臂
3：c相上桥臂4：a相下桥臂
5：b相下桥臂6：c相下桥臂
具体实施方式
下面结合实施例和附图对本发明的mmc飞跨电容子模块电容电压平衡控制方法做出详细说明。
如图1所示，模块化多电平换流器的结构，包括有相并联的a相桥臂、b相桥臂和c相桥臂，所述的a相桥臂是由a相上桥臂1和a相下桥臂4串联连接构成，所述a相上桥臂1远离a相下桥臂4的一端连接直流母线的正极，所述a相下桥臂4远离a相上桥臂1的一端连接直流母线负极，所述a相上桥臂1和a相下桥臂4相连的交点引出三相电源的a相，所述的b相桥臂是由b相上桥臂2和b相下桥臂5串联连接构成，所述b相上桥臂2远离b相下桥臂5的一端连接直流母线的正极，所述b相下桥臂5远离b相上桥臂2的一端连接直流母线负极，所述b相上桥臂2和b相下桥臂5相连的交点引出三相电源的b相，所述的c相桥臂是由c相上桥臂3和c相下桥臂6构成，所述c相上桥臂3远离c相下桥臂6的一端连接直流母线的正极，所述c相下桥臂6远离c相上桥臂3的一端连接直流母线负极，所述c相上桥臂3和c相下桥臂6相连的交点引出三相电源的c相。所述的a相上桥臂1、a相下桥臂4、b相上桥臂2、b相下桥臂5、c相上桥臂3和c相下桥臂6结构相同，均是由2个以上的飞跨电容子模块a和一个电感l1/l4/l2/l5/l3/l6串联连接构成。
如图2所示，所述的飞跨电容子模块a，包括依次串联连接的第一开关k1、第二开关k2、第三开关k3、第四开关k4所述第一开关k1的另一端连接第一电容c1的一端，所述第一开关k1与第二开关k2相连的交点分别连接第二电容c2的一端，所述第三开关k3与第四开关k4相连的交点连接第二电容c2的另一端，所述第四开关k4的另一端连接第一电容c1的另一端，所述第二开关k2与第三开关k3相连的交点构成飞跨电容子模块的正极，所述第四开关k4与第一电容c1相连的交点构成飞跨电容子模块的负极。
所述的第一开关k1、第二开关k2、第三开关k3、第四开关k4结构相同，均是由一个全控型电力电子器件t1/t2/t3/t4与一个二极管d1/d2/d3/d4反并联连接构成，即，所述全控型电力电子器件t1/t2/t3/t4的漏极连接二极管d1/d2/d3/d4的负极，所述全控型电力电子器件t1/t2/t3/t4的源极连接二极管d1/d2/d3/d4的正极，其中，第一开关k1、第二开关k2、第三开关k3和第四开关k4均是前一个开关k1/k2/k3中的全控型电力电子器件t1/t2/t3的源极和二极管d1/d2/d3的正极共同连接下一个开关k2/k3/k4中的全控型电力电子器件t2/t3/t4的漏极和二极管d2/d3/d4的负极。
本发明中所述的全控型电力电子器件t1/t2/t3/t4，是绝缘栅双极型晶体管(igbt)，或集成门极换流晶闸管(igct)，或门极可关断晶闸管(gto)，或电子注入增强栅晶体管(iegt)。
正常工作时，第一电容c1两端参考电压为第二电容c2端参考电压的两倍，即uc1＝2uc2＝2u；第一全控型电力电子器件t1与第四全控型电力电子器件t4，第二全控型电力电子器件t2与第三全控型电力电子器件t3均采用互补导通的逻辑触发信号即第一全控型电力电子器件t1开通时第四全控型电力电子器件t4关断，第二全控型电力电子器件t2开通时第三全控型电力电子器件t3关断，即由控制器生成第一全控型电力电子器件t1的触发脉冲，t4的触发脉冲对t1取反，由控制器生成第二全控型电力电子器件t2的触发脉冲，t3的触发脉冲对t2触发脉冲取反；第一全控型电力电子器件t1和第二全控型电力电子器件t2的逻辑信号互不干扰，由控制器分别生成，与第一全控型电力电子器件t1～第四全控型电力电子器件t4的反并联二极管根据子模块输入电压轮流导通。开关管不同脉冲信号的组合使模块输出0，u，2u三电平电压。
如图3a所示，本发明的mmc飞跨电容子模块电容电压平衡控制方法，包括如下步骤：
1)对于mmc任一桥臂，利用载波层叠或载波移相或最近电平逼近的调制方法获得该桥臂的电压参考值
2)将所述电压参考值
3)测量每个桥臂子模块中第一电容c1和第二电容c2的电压，生成电压原始输入序列：
[vc]1×2n＝[v1c1v1c2v2c1v2c2…vkc1vkc2…vnc1vnc2]
其中k＝1，2，3，…，n；
4)将步骤3)得到的电压原始输入序列中的奇数位分别值乘以h1，将步骤3)得到的电压原始输入序列中的偶数位分别乘以2h1得到一个新的归一化电压序列：
其中
5)对步骤4)得到的归一化电压序列
如图3b所示，比较的过程是由第一个归一化电容电压值
[m]1×2n＝[m1m2…m2k-1m2k…m2n-1m2n]
其中m表示编号序列，m2k-1、m2k分别为第k个子模块内第一电容c1和第二电容c2的归一化电容电压值的比较结果求和值；
在一个归一化电容电压值与序列中其它的归一化电容电压值进行比较的过程中，当所述的一个归一化电容电压值大于序列中其它的一个归一化电容电压值时，则该次比较结果为1，当所述的一个归一化电容电压值小于序列中其它的一个归一化电容电压值时，则该次比较结果为0。
6)测量桥臂电流方向，将编号序列[m]1×2n中的比较结果求和值依次与步骤2)所得的电平数l或电平互补数2n-l比较得到电容的开关状态序列：
[x]1×2n＝[x1x2…x2k-1x2k…x2n-1x2n]
其中，x2k-1和x2k分别为第k个子模块对应第一电容c1和第二电容c2的开关状态；
如图3c所示，若桥臂电流ixy>0，分别将m2k-1和m2k与电平数l比较，当m2k-1＜l时x2k-1取1，否则取0，当m2k＜l时x2k取1，否则取0；若桥臂电流ixy<0时，分别将m2k-1和m2k与电平互补数2n-l比较，当m2k-1≥2n-l时时x2k-1取1，否则取0，当m2k≥2n-l时时x2k取1，否则取0。
7)根据步骤6)所得的电容开关状态序列[x]1×2n生成相应的igbt触发脉冲。所述igbt触发脉冲配置如下：
当x2k-1＝0时，第k子模块内第一开关管t1的igbt触发脉冲t1k为0，第四开关管t4的igbt触发脉冲t4k为1；当x2k＝0时，第k个子模块内第二开关管t2的igbt触发脉冲t2k为0，第三开关管t3的igbt触发脉冲t3k为1；当x2k-1＝1时，第k子模块内第一开关管t1的igbt触发脉冲t1k为1，第四开关管t4的igbt触发脉冲t4k为0：当x2k＝1时，第k个子模块内第二开关管t2的igbt触发脉冲t2k为1，第三开关管t3的igbt触发脉冲t3k为0。