本发明涉及利用半导体开关元件的开关控制在直流/直流间进行电力变换的电力变换装置。
背景技术：
在ev(electricvehicle，电动汽车)及hev(hybridelectricvehicle，混合电动汽车)这样的电动车辆中，例如使用具备高压电池、双向转换器、平滑电容器、逆变器的电力变换装置。在动力运行时，利用双向转换器使高压电池的电力升压，将直流电力供给到逆变器，在逆变器变换而得到的交流电力被供给到马达。另外，在再生运行时，使马达作为发电机动作，利用双向转换器使在逆变器变换而得到的直流电力降压，将直流电力充电到高压电池。公开了各种方式作为能够应用于所述双向转换器的电力变换装置。
作为以往的电力变换装置的斩波器装置通过对连接于直流电源与负载之间的半导体开关进行开闭控制，从而输出与输入直流电压不同的直流电压。该斩波器装置具备：电压误差放大电路，输出和该斩波器装置的输出电压的检测值与其设定值的偏差成比例的信号；导通时间运算电路，与输入信号成比例地运算所述半导体开关的导通时间；开闭指令电路，被施加该导通时间运算电路的输出，对所述半导体开关进行开闭控制；以及导通时间补正电路，设置于所述误差项m电路与所述导通时间运算电路之间，对所述导通时间运算电路施加补正信号，以使直流输出电压对于所述直流输入电压之比与所述电压误差放大电路的输出信号成比例(例如，参照专利文献1)。
此外，通过将所述斩波器装置的二极管置换为半导体开关，从而能够双向地进行电力变换。
另外，以下将如该斩波器装置那样在输入输出侧以外不具备与升降压相关的蓄电元件而在低压侧与高压侧之间进行电力变换的斩波器电路称为spc(singlephasechopper，单相斩波器)电路。
作为spc电路的控制方法，公开有如下方法：以使目标电压与负载装置侧的电压之差变少的方式进行pi(比例及积分)控制，对升压动作与降压动作无区别地对双向转换器所包含的两个开关元件进行pwm(pulthwidthmodulation，脉冲宽度调制)控制(例如，参照专利文献2)。
另外，作为以往的另一例子的电力变换装置，具有如下所示的装置。
电力变换装置具有端子群、电抗器、开关元件串联电路、充放电电容器以及平滑电容器。所述端子群具有第1、第2、第3、第4端子，所述开关元件串联电路是第1、第2、第3、第4开关元件串联地连接而成的电路。所述第2以及第3开关元件的连接点经由所述电抗器连接于所述第1端子，所述第1开关元件的和与所述第2开关元件的连接点的相反侧连接于所述第2端子，所述充放电电容器连接于所述第1以及第2开关元件的连接点与所述第3以及第4开关元件的连接点之间，所述平滑电容器并联地连接于所述开关元件串联电路，并且所述开关元件串联电路连接于所述第3以及第4端子。所述第1以及第2端子为低压侧，所述第3以及第4端子为高压侧，在所述低压侧与所述高压侧之间进行直流电压的变换(例如，参照专利文献3)。
此外，以下，将如该电力变换装置那样在输入输出侧以外具备充放电电容器、在低压侧与高压侧之间进行电力变换的斩波器电路称为mlc(multilevelchopper，多电平斩波器)电路。
另外，在大电力用途的情况下，在电力变换装置内使用的电容器一般是使多个电容器元件并联连接而构成的。已知当将电容器元件并联连接时，在各电容器元件的串联谐振频率间产生阻抗变大的并联谐振。在并联谐振点，阻抗和esr(equivalentseriesresistance，等效串联电阻)容易变高，在电容器内部流过循环电流，容易产生异常发热(例如，参照专利文献4)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开昭59-2567号公报
专利文献2：日本特开2010-115056号公报
专利文献3：日本专利第5457559号公报
专利文献4：日本特开2012-79757号公报
技术实现要素：
发明所要解决的技术问题
当使用使多个电容器元件并联连接而成的电容器作为如上所述的以往的电力变换装置内的电容器时，在并联谐振点，阻抗和esr容易变高，容易产生异常发热。另外，在流过电容器的电流中，除了包含基于开关频率的基波分量以外，还包含大量谐波分量，当谐波分量的频率与并联谐振频率附近一致时，电容器的损耗变大，还导致异常发热。
另外，当为了抑制电容器的温度上升而使电容器的电容增大或者使冷却构造扩充时，导致装置结构变大或成本变高。
本发明是为了解决如上所述的问题而完成的，其目的在于在电力变换装置中，降低电容器的并联谐振所引起的损耗，抑制电容器的温度上升，并且实现装置结构的小型化、成本降低，其中该电力变换装置使用使多个电容器元件并联连接而成的电容器，在直流/直流间进行电力变换。
解决技术问题的技术方案
本发明的电力变换装置具备：dc/dc转换器，具有进行导通、切断的多个半导体元件、电抗器以及分别并联连接多个电容器元件而成的多个电容器；以及控制电路，控制所述dc/dc转换器。所述多个半导体元件中的至少一部分为开关元件，所述控制电路以设定频率对所述开关元件进行驱动控制。而且，所述设定频率小于所述多个电容器的所有的所述多个电容器元件的串联谐振频率，并且低于将作为所述多个电容器之一的第1电容器中的所述多个电容器元件的并联谐振频率fp除以根据在所述第1电容器流过的谐波电流而决定的次数n而得到的值(fp/n)，且该设定频率的整数倍与所述并联谐振频率fp不一致。
发明效果
根据本发明的电力变换装置，能够降低电容器的并联谐振所引起的损耗，能够提高电力变换效率，并且能够抑制电容器的温度上升。另外，由此能够实现装置结构的小型化、成本降低。
附图说明
图1是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的电路结构的图。
图2是说明本发明的实施方式1的高压侧电容器的电路图。
图3是本发明的实施方式1的高压侧电容器的构造图。
图4是本发明的实施方式1的电力变换装置的控制框图。
图5是示出本发明的实施方式1的第1控制块的详细内容的框图。
图6是本发明的实施方式1的高压侧电容器的详细内容电路图。
图7是示出本发明的实施方式1的高压侧电容器的阻抗的频率特性的图。
图8是示出本发明的实施方式1的高压侧电容器的esr的频率特性的图。
图9是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的动作的各部的波形图。
图10是示出在本发明的实施方式1的高压侧电容器流过的电流分量的特性图。
图11是示出在本发明的实施方式1的高压侧电容器群流过的电流的电流累积率的特性图。
图12是说明本发明的实施方式1的载波频率的概略图。
图13是示出本发明的实施方式2的电力变换装置的电路结构的图。
图14是本发明的实施方式2的电力变换装置的控制框图。
图15是示出本发明的实施方式2的第1控制块的详细内容的框图。
图16是说明本发明的实施方式2的电力变换装置的动作的各部的波形图。
图17是说明本发明的实施方式2的电力变换装置的动作的各部的波形图。
图18是示出在本发明的实施方式2的充放电电容器流过的电流分量的特性图。
图19是示出在本发明的实施方式2的充放电电容器流过的电流的电流累积率的特性图。
图20是说明本发明的实施方式2的载波频率的概略图。
图21是示出本发明的实施方式3的电力变换装置的电路结构的图。
图22是示出本发明的实施方式3的第1控制块的详细内容的框图。
图23是示出本发明的实施方式4的电力变换装置的电路结构的图。
图24是示出本发明的实施方式4的第1控制块的详细内容的框图。
具体实施方式
实施方式1.
以下，根据附图，对本发明的实施方式1的电力变换装置进行说明。
图1是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的电路结构的图。如图1所示，电力变换装置5具备作为主电路的dc/dc转换器3以及控制dc/dc转换器3的控制电路4。dc/dc转换器3具备电抗器1、包括作为第1半导体元件的开关元件s1以及作为第2半导体元件的开关元件s2的半导体模块2、低压侧电容器c1以及作为第1电容器的高压侧电容器c2。另外，设置有电流传感器6和电压传感器7。控制电路4根据来自各传感器6、7的检测值对开关元件s1、s2进行驱动控制。
另外，高压电池10连接于dc/dc转换器3的低压侧(p1－n1间)，电动机11连接于高压侧(p2－n2间)。此外，各开关元件s1、s2例如分别包括igbt(insulatedgatebipolartransistor，绝缘栅双极型晶体管)和与其反并联地连接的二极管。
电力变换装置5为能够在低压侧与高压侧之间进行双向的电力变换的双向型spc电路，使输入到作为低压侧的端子的p1－n1间的输入电压(低压侧电压)v1升压到v1以上的电压，将升压后的输出电压(高压侧电压)v2输出到作为高压侧的端子的p2－n2间。开关元件s1的一端(第1端)连接于低压侧电容器c1的负极侧端子，另一端(第2端)经由电抗器1连接于低压侧电容器c1的正极侧端子。开关元件s2的一端(第1端)连接于开关元件s1的第2端，另一端(第2端)连接于高压侧电容器c2的正极侧端子。
低压侧电容器c1使输入电压v1平滑。电抗器1被用于能量积蓄，半导体模块2使输入电压v1升压至输出电压v2。在该情况下，半导体模块2的各开关元件s1、s2在控制电路4输出的栅极信号g1、g2为高(high)时导通。
电流传感器6检测流过电抗器1的电抗器电流il。电压传感器7检测高压侧电容器c2的端子间电压作为输出电压v2(高压侧电压)。高压侧电容器c2使输出电压v2平滑。
控制电路4根据电流传感器6的检测值(il)以及电压传感器7的检测值(v2)，生成各开关元件s1、s2的栅极信号g1、g2，使各开关元件s1、s2进行导通/截止动作。
图2、图3是示出高压侧电容器c2的结构的图，特别是，图2是电路图，图3是构造图。
如图2所示，高压侧电容器c2是并联连接作为相同特性的多个电容器元件的第1电容器元件20a和第2电容器元件20b而构成的。另外，如图3所示，第1电容器元件20a与第2电容器元件20b通过第1母线20c以及第2母线20d并联连接，构成高压侧电容器c2，连接于作为高压侧端子间的p2－n2间。
另外，虽然未图示，但第1、第2电容器元件20a，20b和第1、第2母线20c、20d收纳于由pps(polyphenylenesulfide，聚苯硫醚)树脂等制造的箱体内，填充有环氧树脂等，形成高压侧电容器c2。
此外，低压侧电容器c1的结构也同样地，并联连接多个电容器元件而构成，在该情况下，连接于作为低压侧端子间的p1－n1间。
图4是控制电路4的控制框图。如图4所示，控制电路4具有减法器41、第1控制器42，减法器43a、限制器44以及第1控制块45。
另外，图5示出第1控制块45的详细内容。如图5所示，第1控制块45具有比较器45a、存储器45b、频率指令器45c、载波信号产生器45d以及逆变器45e。此外，存储器45b存储有作为设定频率的载波频率fsw。
以下，根据图4、图5对控制电路4的动作、即dc/dc转换器3的控制进行说明。
作为高压侧电压的指令值的输出电压目标值v2＊和检测到的输出电压v2被输入到减法器41，减法器41输出的差电压δv2被输入到第1控制器42。第1控制器42实施组合比例动作和积分动作的pi控制。减法器43a从由v2/v2＊表示的dc/dc转换器3的理论升压比的倒数即(v2/v2＊)减去来自第1控制器42的输出，输出开关元件s1的导通率即占空比d。限制器44当检测到被检测到的电抗器电流il的值从负变化为正这一情况、即电抗器电流il过零这一情况时，将用于抑制占空比d下降的限制处理执行一定期间。此外，当经过一定期间时，解除限制器44的限制处理。
第1控制块45为用于生成pwm信号(栅极信号g1、g2)的块。频率指令器45c参照存储于存储器45b的载波频率fsw，指示载波信号产生器45d生成频率fsw处的载波信号。载波信号产生器45d生成作为频率fsw的载波信号的第1三角波sw1。对比较器45a输入经由限制器44输出的占空比d和第1三角波sw1，比较两者，从而生成开关元件s1的栅极信号g1。另外，逆变器45e使栅极信号g1反转，输出开关元件s2的栅极信号g2。
图6是考虑了高压侧电容器c2的寄生分量的电路图。此外，为了简化电路图，忽略从各端子p2、n2至第1电容器元件20a为止的、各自的esr以及esl(equivalentseriesinductance，等效串联电感)。
如图6所示，第1电容器元件20a、第2电容器元件20b分别由电容分量(c)、esr(r)以及esl(l)表示。另外，第1母线20c、第2母线20d分别由esr(rb/2)和esl(lb/2)表示。此外，在此，为了简化，忽略了各母线的寄生电容分量。
在此，以p2－n2端子为基点，由式(1)表示第1电容器元件20a的阻抗z1。此外，ω为角频率。
z1＝r+j(ωl－(1/ωc))…(1)
因而，由式(2)表示第1电容器元件20a的串联谐振频率fs1。
另一方面，以p2－n2端子为基点，由式(3)表示第2电容器元件20b的阻抗z2。
z2＝(r+rb)+j(ωl+ωlb－(1/ωc))
…(3)
因而，由式(4)表示包括母线20c、20d在内的第2电容器元件20b的串联谐振频率fs2。
如上所述，以频率fsw对开关元件s1、s2进行开关控制，与之相应地，高压侧电容器c2也以频率fsw进行动作。
第1电容器元件20a在串联谐振频率fs1以上的频率处在阻抗中出现电感分量，第2电容器元件20b在串联谐振频率fs2以上的频率处在阻抗中出现电感分量。因而，为了使第1、第2电容器元件20a作为电容器发挥功能，将开关的频率fsw设为小于第1电容器元件20a的串联谐振频率fs1且小于第2电容器元件20b的串联谐振频率fs2的值。
另外，当设为低压侧电容器c1是并联连接第3电容器元件和第4电容器元件这两个电容器元件而成时，为了使第3、第4电容器元件作为电容器发挥功能，将开关的频率fsw设为小于第3电容器元件的串联谐振频率fs3且小于第4电容器元件的串联谐振频率fs4的值。
这样，对开关元件s1、s2进行开关的频率fsw被设定为小于低压侧电容器c1以及高压侧电容器c2内的所有的电容器元件的串联谐振频率fs1～fs4。
图7示出高压侧电容器c2的阻抗的频率特性。在此，示出第1电容器元件20a的阻抗21a、第2电容器元件20b的阻抗21b以及由第1、第2电容器元件20a、20b构成的高压侧电容器c2的阻抗21。
如图7所示，第1电容器元件20a的阻抗21a具有由式(2)求出的串联谐振频率fs1处的串联谐振点y1。第2电容器元件20b的阻抗21b具有由式(4)求出的串联谐振频率fs2处的串联谐振点y2。
在fs2至fs1之间的频率下，第1电容器元件20a作为电容器发挥作用，第2电容器元件20b作为电感器发挥作用，所以产生第1电容器元件20a与第2电容器元件20b的并联谐振，作为结果，高压侧电容器c2的阻抗变大。如图7所示，高压侧电容器c2的阻抗21在并联谐振频率fp1(fs2<fp1<fs1)处的并联谐振点x取极大值。
图8示出高压侧电容器c2的esr的频率特性。如图8所示，高压侧电容器c2的esr22在并联谐振频率fp1处的并联谐振点x与阻抗同样地变大，取极大值。
图9是说明电力变换装置5的动作的各部的波形图。从上层起示出开关元件s1的栅极信号g1、电抗器1的两端电压vl、在电抗器1流过的电流il、在开关元件s1流过的电流is1、在开关元件s2流过的电流is2、在低压侧电容器c1流过的电流ic1以及在高压侧电容器c2流过的电流ic2的各波形图。此外，使用小写字母的i、v来表示周期变动的电流、电压。
在此，当将从端子p1向端子p2方向流动的电流的方向设为正时，由式(5)表示在开关元件s2流过的电流的有效值is2(rms)。
此外，将低压侧电压设为v1，将高压侧电压设为v2，将低压侧电力设为p1，将电抗器1的电感值设为l，将开关元件s1、s2的开关频率(载波频率)设为fsw，将开关周期设为tsw，将开关元件s1的导通时间设为ton，将开关元件s1的占空比设为d，将流过电抗器1的直流电流设为i1，将流过电抗器1的电流的脉动分量设为δil。
[公式1]
另外，由式(6)表示在开关元件s2流过的电流的平均值is2(ave)。
[公式2]
由式(7)表示在高压侧电容器c2流过的电流的有效值ic2(rms)。
[公式3]
此外，d、i1、δil分别由式(8)～式(10)表示。
d＝1－(v1/v2)…(8)
i1＝p1/v1…(9)
δil＝d·v1/(l·fsw)…(10)
图10是示出在高压侧电容器c2流过的电流的基波分量和谐波分量的特性图。条件为v1＝200v、v2＝500v、i1＝100a，ic2(rms)－n表示ic2(rms)的n次谐波分量。此外，n为1时表示频率fsw的基波分量。
如图10所示，可知在高压侧电容器c2流过的电流ic2中包含奇数次以及偶数次的谐波分量。
图11是示出在高压侧电容器c2流过的电流的直至各次数的谐波分量为止的电流累积率的特性图。条件为v1＝200v、i1＝100a。
在此，由式(11)表示ic2(rms)的直至n次谐波分量为止的电流累积率、即1～n次谐波分量的电流累积率。此外，ic2(rms)－k表示ic2(rms)的k次谐波分量。
[公式4]
如图11所示，在v2＝300v、400v、500v的任意的情况下，ic2(rms)的整个电流分量的95％以上包含于1次(基波分量)至5次谐波分量。即，可以说在高压侧电容器c2流过的电流中，1次至5次谐波分量占支配地位，电流累积率成为饱和状态。
图12是说明载波频率fsw的设定的概略图。
低压侧电容器c1为与图2、图3所示的高压侧电容器c2同样的结构，当仅将静电电容设为小于高压侧电容器c2时，第1～第4电容器元件的串联谐振频率fs1～fs4的关系为fs2<fs1<fs4<fs3。如上所述，载波频率fsw被设定为小于低压侧电容器c1以及高压侧电容器c2内的所有的电容器元件即第1～第4电容器元件的串联谐振频率fs1～fs4。
而且，设定载波频率fsw，以使ic2(rms)的1次至5次谐波分量成为比esr取极大值的高压侧电容器c2的并联谐振频率fp1低的频率，并且使ic2(rms)的谐波分量的频率不与并联谐振频率fp1重叠。即，载波频率fsw被设定为低于高压侧电容器c2的并联谐振频率fp1的1/5，且其整数倍不与并联谐振频率fp1一致。此外，设定的载波频率fsw存储于存储器45b。
当将高压侧电容器c2的esr的k次谐波分量设为rc2－k时，高压侧电容器c2的1次至n次谐波分量的合计损耗pc2－n由式(12)表示。
[公式5]
由于被设定成载波频率fsw的整数倍不与高压侧电容器c2的并联谐振频率fp1一致，所以在高压侧电容器c2流过的电流ic2(rms)的谐波分量的频率不与并联谐振频率fp1重叠，能够避免高压侧电容器c2的esr的各谐波分量成为极大值。
进而，将载波频率fsw设为小于(fp1/5)的值，从而能够可靠地避免在高压侧电容器c2流过的电流ic2(rms)中占支配地位的1次至5次谐波分量的esr即各(rc2－1)～(rc2－5)成为极大值，此外还能够被设为小于极大值的较小的值。
因此，能够抑制由上述式(12)表示的高压侧电容器c2的损耗。
如上所示，在该实施方式1的电力变换装置5中，将驱动开关元件s1、s2的载波频率(开关频率)fsw设定为小于低压侧电容器c1以及高压侧电容器c2内的所有的电容器元件即第1～第4电容器元件的串联谐振频率fs1～fs4，并且小于高压侧电容器c2的并联谐振频率fp1的1/5，载波频率fsw的整数倍(奇数倍以及偶数倍)与并联谐振频率fp1不一致。
因此，能够抑制因高压侧电容器c2的并联谐振而增大的esr以及谐波电流所致的损耗，降低因开关元件s1、s2的控制而产生的高压侧电容器c2的损耗。
另外，流过高压侧电容器c2的电流比流过低压侧电容器c1的电流大，损耗降低的效果大。
另外，通过如上所述设定载波频率fsw，能够抑制起因于高压侧电容器c2的并联谐振而增大的损耗，能够提高电力变换装置5的电力变换效率，并且能够抑制高压侧电容器c2的温度上升，可靠性也提高。另外，不需要高压侧电容器c2的电容增大及冷却构造的扩充，而能够得到高压侧电容器c2的损耗降低以及抑制温度上升的效果，所以能够实现装置结构的小型化、成本降低。
此外，在上述实施方式中，将载波频率fsw设定为小于高压侧电容器c2的并联谐振频率fp1的1/5，但只要设定为低于并联谐振频率fp1除以次数n而得到的值(fp1/n)即可，其中所述次数n是在高压侧电容器c2流过的电流的电流累积率在从基波分量至次数n为止的谐波分量下成为饱和状态的次数。
另外，除并联谐振频率fp1的次数也可以是比达到饱和状态的次数低的次数，在该情况下，载波频率fsw被设定为小于第1～第4电容器元件的串联谐振频率fs1～fs4，其整数倍与并联谐振频率fp1不一致，所以能够得到并联谐振所引起的高压侧电容器c2的损耗降低的效果。
进而，高压侧电容器c2、低压侧电容器c1是并联连接各自的两个电容器元件而成的，但也可以并联连接3个以上的电容器元件，电容器元件的并联数也可以不同。
当高压侧电容器c2是并联连接3个以上的电容器元件而成的情况下，有时会产生两个以上的并联谐振频率，而将用于开关元件s1、s2的控制的载波频率设为比最低的并联谐振频率的1/5小的值。
另外，在上述实施方式1中，电力变换装置5形成为能够进行双向的电力变换的双向型spc电路，但例如也可以使用二极管而不是使用开关元件s2来作为第2半导体元件，进行从低压侧向高压侧的单向的电力变换，通过同样地设定载波频率fsw能够得到同样的效果。
实施方式2.
接下来，根据附图，以下对本发明的实施方式2的电力变换装置进行说明。
图13是示出本发明的实施方式2的电力变换装置的电路结构的图。如图13所示，电力变换装置5a具备作为主电路的dc/dc转换器3a以及控制dc/dc转换器3a的控制电路4a。dc/dc转换器3a具备电抗器1、半导体模块2a、低压侧电容器c1、高压侧电容器c2以及作为第1电容器的充放电电容器c0。半导体模块2a是串联连接作为第1半导体元件的开关元件s1、作为第2半导体元件的开关元件s2、作为第3半导体元件的开关元件s3以及作为第4半导体元件的开关元件s4而构成的。另外，在dc/dc转换器3a设置有电流传感器6和电压传感器7、8。控制电路4a根据来自各传感器6～8的检测值对开关元件s1～s4进行驱动控制。
另外，高压电池10连接于dc/dc转换器3a的低压侧(p1－n1间)，电动机11连接于高压侧(p2－n2间)。此外，各开关元件s1～s4例如分别包括igbt和与其反并联地连接的二极管。
电力变换装置5为能够在低压侧与高压侧之间进行双向的电力变换的双向型mlc电路，使输入到作为低压侧的端子的p1－n1间的输入电压(低压侧电压)v1升压到v1以上的电压，将升压后的输出电压(高压侧电压)v2输出到作为高压侧的端子的p2－n2间。开关元件s1的一端(第1端)连接于低压侧电容器c1的负极侧端子。开关元件s2的一端(第1端)连接于开关元件s1的第2端，另一端(第2端)经由电抗器1连接于低压侧电容器c1的正极侧端子。开关元件s3的一端(第1端)连接于开关元件s2的第2端。开关元件s4的一端(第1端)连接于开关元件s3的第2端，另一端(第2端)连接于高压侧电容器c2的正极侧端子。
进而，充放电电容器c0的一端连接于开关元件s1与开关元件s2的中间连接点，另一端连接于开关元件s3与开关元件s4的中间连接点。
低压侧电容器c1使输入电压v1平滑。电抗器1被用于能量积蓄，半导体模块2a以及充放电电容器c0使输入电压v1升压至输出电压v2。在该情况下，半导体模块2a的各开关元件s1～s4在控制电路4a输出的栅极信号g1～g4为高时导通。
电流传感器6检测流过电抗器1的电抗器电流il。电压传感器7检测高压侧电容器c2的端子间电压，作为输出电压v2(高压侧电压)。电压传感器8检测充放电电容器c0的端子间电压作为中间电压v0。高压侧电容器c2使输出电压v2平滑。
控制电路4a根据电流传感器6的检测值(il)以及电压传感器7、8的检测值(v2、v0)，生成各开关元件s1～s4的栅极信号g1～g4，使各开关元件s1～s4进行导通/截止动作。
图14是控制电路4a的控制框图。如图14所示，控制电路4a具有减法器41、第1控制器42、乘法器46、减法器47、第2控制块48、第2控制器49、第3控制块43以及第1控制块45。第2控制块48具有乘法器48a、比较器48b、开闭触点48c、逆变器48d以及开闭触点48e。第3控制块43具有减法器43a以及加法器43b。
另外，图15示出第1控制块45的详细内容。如图15所示，第1控制块45具有比较器45a、存储器45b、频率指令器45c、载波信号产生器45d、逆变器45e、比较器45f、载波信号产生器45g以及逆变器45h。此外，存储器45b存储有作为设定频率的载波频率fsw。
以下根据图14、图15，对控制电路4a的动作、即dc/dc转换器3a的控制进行说明。此外，在该实施方式中，为了使电抗器1的脉动电流最小，作为中间电压的指令值的中间电压目标值v0＊设为输出电压v2的二分之一的值(0.5倍)。
作为高压侧电压的指令值的输出电压目标值v2＊和检测到的输出电压v2被输入到减法器41，减法器41输出的差电压δv2被输入到第1控制器42。第1控制器42实施组合比例动作和积分动作的pi控制，输出第1运算值。另外，利用乘法常数被设定为0.5的乘法器46使输出电压v2变为0.5倍，生成中间电压目标值v0＊。对减法器47输入中间电压目标值v0＊以及作为充放电电容器c0的电压检测值的中间电压v0，运算出它们的差电压δv0，输入到第2控制块48。
在第2控制块48中，检测到的电抗器电流il被输入到比较器48b，根据电抗器电流il的极性对开闭触点48c、48e进行开闭，从而切换中间电压目标值v0＊与中间电压v0的差电压δv0的极性。在电抗器电流il为正的情况下，直接输出差电压δv0，在电抗器电流il为负的情况下，利用乘法器48a乘以－1，使极性反转，进而经由逆变器48d将开闭触点48e闭合，从而输出。
第2控制器49实施放大来自第2控制块48的输出(±δv0)的p控制，输出第2运算值。
对第3控制块43输入来自第1控制器42的第1运算值以及来自第2控制器49的第2运算值，利用加法器43b将两者相加，利用减法器43a运算差分。加法器43b输出作为开关元件s1的导通率的占空比d1，另外，减法器43a输出作为开关元件s2的导通率的占空比d2。
第1控制块45是用于将来自第3控制块43的占空比d1、d2作为输入而生成pwm信号(栅极信号g1～g4)的块。频率指令器45c参照存储于存储器45b的载波频率fsw，指示载波信号产生器45d、45g生成频率fsw处的载波信号。载波信号产生器45d生成作为频率fsw处的载波信号的第1三角波sw1，载波信号产生器45g生成作为频率fsw处的载波信号的第2三角波sw2。此外，为了使电抗器1的脉动电流最小，将第1三角波sw1和第2三角波sw2设为使相位反转180度的信号。
对比较器45a输入占空比d1和第1三角波sw1，比较两者，从而生成开关元件s1的栅极信号g1。另外，逆变器45e使栅极信号g1反转，输出开关元件s4的栅极信号g4。
对比较器45f输入占空比d2和第2三角波sw2，比较两者，从而生成开关元件s2的栅极信号g2。另外，逆变器45h使栅极信号g2反转，输出开关元件s3的栅极信号g3。
与上述实施方式1同样地，低压侧电容器c1以及高压侧电容器c2分别是并联连接两个电容器元件而构成的，充放电电容器c0也同样是并联连接两个电容器元件而构成的。即，在各电容器c0、c1、c2中，如图2、图3所示，利用母线并联连接两个电容器元件。
与上述实施方式1同样地，高压侧电容器c2是并联连接第1电容器元件和第2电容器元件而构成的，低压侧电容器c1是并联连接第3电容器元件和第4电容器元件而构成的，另外，充放电电容器c0是并联连接第5电容器元件和第6电容器元件而构成的。
各电容器c0、c1、c2仅静电电容不同，用c0、c1、c2表示各电容器c0、c1、c2的静电电容，设为c1<c0<c2。第1～第6电容器元件的串联谐振频率fs1～fs6的关系为fs2<fs1<fs6<fs5<fs4<fs3。
如上所述，以频率fsw对开关元件s1～s4进行开关控制，与之相应地，电容器c0、c2以频率fsw进行动作，电容器c1以频率2×fsw进行动作。各第1～第6电容器元件在串联谐振频率以上的频率处，分别在阻抗中出现电感分量。因此，为了使各第1～第6电容器元件分别作为电容器发挥功能，开关的频率fsw被设定为小于所有的电容器元件(第1～第6电容器元件)的串联谐振频率fs1～fs6。
另外，在低压侧电容器c1、高压侧电容器c2、充放电电容器c0中，在充放电电容器c0流过的电流最大。
与上述实施方式1的图7所示的情况同样地，在充放电电容器c0中，在第6电容器元件的串联谐振频率fs6与第5电容器元件的串联谐振频率fs5之间的频率处，第5电容器元件作为电容器发挥作用，第6电容器元件作为电感器发挥作用，所以产生第5、第6电容器元件的并联谐振，充放电电容器c0的阻抗变大，取极大值。在此，将充放电电容器c0的并联谐振频率设为fp2。
另外，与图8所示的情况同样地，充放电电容器c0的esr在并联谐振频率fp2处的并联谐振点，与阻抗同样地变大，取极大值。
图16、图17是说明电力变换装置5a的动作的各部的波形图。图16示出开关元件s1、s2的占空比d1、d2小于0.5的情况，图17示出开关元件s1、s2的占空比d1、d2为0.5以上的情况。从上层起示出开关元件s2的栅极信号g2、开关元件s1的栅极信号g1、电抗器1的两端电压vl、在电抗器1流过的电流il、充放电电容器c0的两端电压vc0以及在充放电电容器c0流过的电流ic0的各波形图。此外，使用小写字母的i、v来表示周期变动的电流、电压。
另外，在稳定状态下，使开关元件s1的占空比d1与开关元件s2的占空比d2相等，从而理想的是输出电压v2和充放电电容器c0分别收敛于一定值。在此，设为d1＝d2＝d。
在此，在充放电电容器c0流过的电流的有效值ico(rms)和流过电抗器1的电流的脉动分量δil在d<0.5的情况下由式(13)、式(14)表示，在d≥0.5的情况下由式(15)、式(16)表示。
此外，将低压侧电压设为v1，将高压侧电压设为v2，将低压侧电力设为p1，将电抗器1的电感值设为l，将开关元件s1～s4的开关频率(＝载波频率)设为fsw，将开关周期设为tsw，将开关元件s1的导通时间设为ton，将开关元件s1、s2的占空比设为d，将流过电抗器1的直流电流设为i1。
[公式6]
[公式7]
此外，d、i1分别由式(17)、式(18)表示。
d＝1－(v1/v2)…(17)
i1＝p1/v1…(18)
图18是示出在充放电电容器c0流过的电流的基波分量和谐波分量的特性图。条件为v1＝200v、v2＝400v、i1＝100a，ic0(rms)－n表示ic0(rms)的n次谐波分量。此外，n为1时表示频率fsw的基波分量。
如图18所示，可知在充放电电容器c0流过的电流ic0包含奇数次谐波分量。
图19是示出在充放电电容器c0流过的电流的直至各次数的谐波分量为止的电流累积率的特性图。条件为v1＝200v、i1＝100a。
在此，由式(19)表示ic0(rms)的直至n次谐波分量为止的电流累积率、即1～n次的奇数次谐波分量的电流累积率。此外，n为奇数。
[公式8]
如图19所示，在v2＝300v、400v、500v的任意的情况下，关于ic0(rms)，整个电流分量的95％以上包含于1次(基波分量)至5次谐波分量。即，可以说在充放电电容器c0流过的电流中，1次至5次谐波分量(基波分量、3次、5次谐波分量)占支配地位，电流累积率达到饱和状态。
图20是说明载波频率fsw的设定的概略图。
如上所述，为了使高压侧电容器c2、低压侧电容器c1以及充放电电容器c0内的各第1～第6电容器元件作为电容器发挥功能，开关的频率fsw被设定为小于所有的电容器元件(第1～第6电容器元件)的串联谐振频率fs1～fs6。
而且，设定载波频率fsw，以使ic0(rms)的各基波分量、3次、5次谐波分量具有比esr取极大值的充放电电容器c0的并联谐振频率fp2低的频率，并且使ic0(rms)的谐波分量的频率不与并联谐振频率fp2重叠。即，载波频率fsw被设定成低于充放电电容器c0的并联谐振频率fp2的1/5，并且其奇数倍不与并联谐振频率fp2一致。此外，设定的载波频率fsw存储于存储器45b。
当将充放电电容器c0的esr的n次谐波分量设为rc0－n时，由式(20)表示充放电电容器c0的1次至n次(n为奇数)的奇数次谐波分量的合计损耗pc0－n。
[公式9]
由于设定为载波频率fsw的奇数倍与充放电电容器c0的并联谐振频率fp2不一致，所以在充放电电容器c0流过的电流ic0(rms)的谐波分量的频率不与并联谐振频率fp2重叠，而能够避免充放电电容器c0的esr的各谐波分量成为极大值。
进而，通过将载波频率fsw设为比(fp2/5)小的值，从而能够可靠地避免在充放电电容器c0流过的电流ic2(rms)中占支配地位的基波分量、3次、5次谐波分量的各esr即(rc0－1)、(rc0－3)、(rc2－5)成为极大值，能够设为小于极大值的较小的值。
因此，能够抑制由上述式(20)表示的充放电电容器c0的损耗。
如以上那样，在该实施方式2的电力变换装置5a中，将驱动开关元件s1～s4的载波频率(开关频率)fsw设定为小于低压侧电容器c1、高压侧电容器c2、充放电电容器c0内的所有的电容器元件即第1～第6电容器元件的串联谐振频率fs1～fs6，并且小于充放电电容器c0的并联谐振频率fp2的1/5，载波频率fsw的奇数倍与并联谐振频率fp2不一致。
因此，能够抑制因充放电电容器c0的并联谐振而增大的esr和谐波电流所致的损耗，降低因开关元件s1～s4的控制而产生的充放电电容器c0的损耗。
另外，流过充放电电容器c0的电流大于流过低压侧电容器c1、高压侧电容器c2的电流，损耗降低的效果大。
另外，通过如上所述设定载波频率fsw，能够降低充放电电容器c0的并联谐振所引起的损耗，能够提高电力变换装置5a的电力变换效率，并且能够抑制充放电电容器c0的温度上升，可靠性也提高。另外，不需要充放电电容器c0的电容增大及冷却构造的扩充，而能够得到充放电电容器c0的损耗降低以及抑制温度上升的效果，所以能够实现装置结构的小型化、成本降低。
此外，在上述实施方式中，将载波频率fsw设定为小于充放电电容器c0的并联谐振频率fp2的1/5，但只要设定为低于并联谐振频率fp2除以次数n而得到的值(fp2/n)即可，其中所述次数n是在充放电电容器c0流过的电流的电流累积率在从基波分量至次数n为止的谐波分量下达到饱和状态的次数。
另外，除并联谐振频率fp2的次数也可以为比成为饱和状态的次数低的次数，在该情况下，载波频率fsw也被设定成小于第1～第6电容器元件的串联谐振频率fs1～fs4，其奇数倍与并联谐振频率fp2不一致，所以能够得到并联谐振所引起的充放电电容器c0的损耗降低的效果。
进而，高压侧电容器c2、低压侧电容器c1、充放电电容器c0是并联连接各自的两个电容器元件而成的，但也可以并联连接3个以上的电容器元件，电容器元件的并联数也可以不同。
在充放电电容器c0是并联连接3个以上的电容器元件而成的情况下，有时会产生两个以上的并联谐振频率，而将用于开关元件s1～s4的控制的载波频率设为比最低的并联谐振频率的1/5小的值。
另外，在上述实施方式2中，电力变换装置5a形成为能够进行双向的电力变换的双向型mlc电路，但例如也可以使用二极管而不是使用开关元件s3、s4来作为第3、第4半导体元件，进行从低压侧向高压侧的单向的电力变换，同样地设定载波频率fsw，从而能够得到同样的效果。
实施方式3.
接下来，根据附图，以下对本发明的实施方式3的电力变换装置进行说明。
图21是示出本发明的实施方式3的电力变换装置5b的电路结构的图。如图21所示，电力变换装置5b是在上述实施方式1的图1所示的电力变换装置5中设置检测高压侧电容器c2的温度的热敏电阻9而成的。另外控制电路4b根据电流传感器6的检测值(il)、电压传感器7的检测值(v2)以及热敏电阻9的检测值(tc2)，生成各开关元件s1、s2的栅极信号g1、g2，使各开关元件s1、s2进行导通/截止动作。
其它结构与实施方式1相同，所以省略说明。
控制电路4b为上述实施方式1的图4所示的同样的结构，但在该情况下，控制电路4b内的第1控制块450与上述实施方式1的第1控制块45不同，图22示出其详细内容。
如图22所示，第1控制块450是对上述实施方式1的图5所示的第1控制块45追加温度保护控制器45i而成的。另外，存储器45b存储有作为在通常运行时使用的设定频率的载波频率fsw1(以下，称为通常频率)、温度保护运行时的载波频率fsw2(以下，称为保护频率)以及用于保护高压侧电容器c2的温度阈值(tth1)。
此外，通常频率fsw1与在上述实施方式1中使用的载波频率fsw同样地设定。另外，有fsw1>fsw2的关系，例如设为fsw2＝fsw1/2。
第1控制块450是用于生成pwm信号(栅极信号g1、g2)的块。
温度保护控制器45i比较由热敏电阻9检测到的高压侧电容器c2的温度tc2和从存储器45b中参照的温度阈值tth1，在tc2≥tth1的情况下输出温度上升的检测信号。频率指令器45c根据来自温度保护控制器45i的输出，参照存储于存储器45b的通常频率fsw1或者保护频率fsw2，指示载波信号产生器45d生成频率fsw1(或者fsw2)处的载波信号。载波信号产生器45d在通常运行时使用通常频率fsw1，在tc2≥tth1的情况下使用保护频率fsw2，生成作为载波信号的第1三角波sw1。对比较器45a输入经由限制器44输出的占空比d和第1三角波sw1，比较两者，从而生成开关元件s1的栅极信号g1。另外，逆变器45e使栅极信号g1反转而输出开关元件s2的栅极信号g2。
在该实施方式中，当高压侧电容器c2的温度tc2上升而达到温度阈值tth1以上时，切换到低于通常频率fsw1的保护频率fsw2。由此，能够使在高压侧电容器c2流过的电流的有效值ic2(rms)中占支配地位的1次(基波分量)至5次谐波分量的esr比通常运行时降低。因此，能够进一步抑制由上述式(12)表示的高压侧电容器c2的损耗。此外，在tc2<tth1的情况下，温度保护控制器45i的输出返回到原来的状态，载波信号产生器45d使用通常运行时的通常频率fsw1来生成第1三角波sw1。
在该实施方式3中，能够得到与上述实施方式1同样的效果，并且检测高压侧电容器c2的实际的温度，切换开关的频率，所以能够可靠地抑制高压侧电容器c2的温度上升。另外，当检测到温度上升时，切换到低于通常频率fsw1的保护频率fsw2，所以能够进一步抑制起因于高压侧电容器c2的并联谐振而增大的esr和谐波电流所致的损耗。
此外，当将保护频率fsw2设定成其整数倍与高压侧电容器c2的并联谐振频率fp1不一致时，能够更可靠地得到起因于并联谐振而增大的高压侧电容器c2的损耗降低的效果。
另外，在该实施方式下，应用于上述实施方式1所示的spc电路，但同样也能够应用于上述实施方式2的mlc电路。在该情况下，对充放电电容器c0附加热敏电阻，比较检测到的充放电电容器c0的温度和温度阈值，根据该比较结果来切换对开关元件s1～s4进行控制的载波频率。由此，能够进一步降低起因于充放电电容器c0的并联谐振而增大的esr和谐波电流所致的损耗。
实施方式4.
接下来，根据附图，以下对本发明的实施方式4的电力变换装置进行说明。
图23是示出本发明的实施方式4的电力变换装置5c的电路结构的图。如图23所示，电力变换装置5c是在上述实施方式1的图1所示的电力变换装置5中设置检测高压侧电容器c2的温度的热敏电阻9、用于检测开关元件s1的温度的热敏电阻12以及用于检测开关元件s2的温度的热敏电阻13而成的。另外控制电路4c根据电流传感器6的检测值(il)、电压传感器7的检测值(v2)以及各热敏电阻9、12、13的检测值(tc2、ts1、ts2)，生成各开关元件s1、s2的栅极信号g1、g2，使各开关元件s1、s2进行导通/截止动作。
其它结构与实施方式1相同，所以省略说明。
控制电路4c为上述实施方式1的图4所示的同样的结构，但在该情况下，控制电路4c内的第1控制块450a与上述实施方式1的第1控制块45不同，图24示出其详细内容。
如图24所示，第1控制块450a是对上述实施方式1的图5所示的第1控制块45追加温度保护控制器45i而成的。另外，存储器45b存储有作为设定频率的两个载波频率fsw1、fsw3、作为用于保护高压侧电容器c2的温度阈值的第1阈值(tth1)以及作为用于保护开关元件s1、s2的温度阈值的第2阈值(tth2)。此外，作为通常运行时的第1频率的载波频率fsw1(以下，称为通常频率)和作为后述低脉动运行时的第2频率的载波频率fsw3(以下，称为低脉动频率)满足fsw1<fsw3的关系。
此外，通常频率fsw1以及低脉动频率fsw3与在上述实施方式1中使用的载波频率fsw同样地设定。即，通常频率fsw1以及低脉动频率fsw3被设定成小于低压侧电容器c1以及高压侧电容器c2内的所有的电容器元件即第1～第4电容器元件的串联谐振频率fs1～fs4，并且小于高压侧电容器c2的并联谐振频率fp1的1/5，载波频率fsw1、fsw3的整数倍(奇数倍以及偶数倍)与并联谐振频率fp1不一致。
第1控制块450a是用于生成pwm信号(栅极信号g1、g2)的块。
对温度保护控制器45i输入由热敏电阻9、12、13检测到的高压侧电容器c2的温度tc2以及开关元件s1、s2的温度ts1、ts2。然后，温度保护控制器45i比较高压侧电容器c2的温度tc2和从存储器45b中参照的第1阈值tth1，另外分别比较各开关元件s1、s2的温度ts1、ts2和从存储器45b中参照的第2阈值tth2。在满足tc2<tth1、ts1<tth2、ts2<tth2这些全部条件的情况下，指示频率指令器45c以参照存储于存储器45b的低脉动频率fsw3。频率指令器45c根据来自温度保护控制器45i的输出，参照存储于存储器45b的通常频率fsw1或者低脉动频率fsw3，指示载波信号产生器45d生成频率fsw1(或者fsw3)处的载波信号。
载波信号产生器45d在tc2≥tth1、或者ts1≥tth2、或者ts2≥tth2的情况下使用通常频率fsw1，在tc2<tth1且ts1<tth2且ts2<tth2的情况下使用低脉动频率fsw3，生成作为载波信号的第1三角波sw1。对比较器45a输入经由限制器44输出的占空比d和第1三角波sw1，比较两者，从而生成开关元件s1的栅极信号g1。另外，逆变器45e使栅极信号g1反转而输出开关元件s2的栅极信号g2。
在此，使用开关周期tsw、开关元件s1的导通时间ton以及流过电抗器1的电流的脉动分量δil，由式(21)表示在低压侧电容器c1流过的电流的有效值ic1(rms)。
[公式10]
另外，在低压侧电容器c1流过的电流ic1包含奇数次谐波分量。在将低压侧电容器c1的esr的n次谐波分量设为rc1－n、将在低压侧电容器c1流过的电流的n次谐波分量设为ic1(rms)－n时，由式(22)表示低压侧电容器c1的从1次(基波分量)至n次谐波分量的合计损耗pc1－n。此外，将n设为奇数。
[公式11]
进而，使用流过电抗器1的直流电流i1以及流过电抗器1的电流的脉动分量δil，由式(23)表示流过电抗器1的电流的有效值il(rms)。
[公式12]
然后，在将电抗器1的直流电阻设为rl－0、将流过电抗器1的直流电流设为i1、将电抗器1的esr的n次谐波分量设为rl－n、将在电抗器1流过的电流的n次谐波分量设为il(rms)－n时，电抗器1的1次(基波分量)至n次谐波分量的合计铜损pl－n由式(24)表示。此外，将n设为奇数。
[公式13]
在该实施方式中，在高压侧电容器c2的温度tc2以及开关元件s1、s2的温度ts1、ts2全部小于设定的阈值时、即tc2<tth1且ts1<tth2且ts2<tth2的情况下，切换到高于通常频率fsw1的低脉动频率fsw3。
由此，能够进行使由上述式(10)表示的流过电抗器1的电流的脉动分量δil减小的低脉动运行。进而，根据各电阻值rc1－n、rc2－n、rl－n的值，能够进一步降低由上述式(12)表示的高压侧电容器c2的损耗、由上述式(22)表示的低压侧电容器c1的损耗、由式(24)表示的电抗器1的铜损。
如以上那样，在该实施方式中，能够得到与上述实施方式1同样的效果，并且能够减小流过电抗器1的电流的脉动分量。另外，能够根据电抗器1的esr的谐波分量、低压侧电容器c1的esr的谐波分量、高压侧电容器c2的esr的谐波分量的值，进一步降低电抗器1、低压侧电容器c1、高压侧电容器c2的损耗。而且，流过电抗器1的电流的脉动分量变小，从而能够降低开关元件s1～s4的损耗。由此，进一步实现电力变换装置5c的损耗降低以及小型化。
此外，在该实施方式中，应用于上述实施方式1所示的spc电路，但也能够同样地应用于上述实施方式2的mlc电路。在该情况下，对充放电电容器c0以及各开关元件s1～s4附加热敏电阻，比较各检测温度和各自的温度阈值，根据该比较结果来切换对开关元件s1～s4进行控制的载波频率。由此，在上述实施方式2的mlc电路中，也能够减小流过电抗器1的电流的脉动分量。另外，能够利用电抗器1的esr的谐波分量、低压侧电容器c1的esr的谐波分量、高压侧电容器c2的esr的谐波分量的值来进一步降低电抗器1、低压侧电容器c1、高压侧电容器c2的损耗。而且，流过电抗器1的电流的脉动分量变小，从而能够降低开关元件s1～s4的损耗。
另外，在上述实施方式3、4中，将热敏电阻9、12、13用于温度检测，但也可以将热电偶、二极管等其它温度检测单元应用于温度检测。
进而，在上述实施方式3、4中，示出了根据高压侧电容器c2的温度来切换载波频率，但也可以根据形成高压侧电容器c2的电容器元件或母线的温度来切换载波频率，这是不言而喻的。
此外，在上述各实施方式中，以由反并联连接有二极管的igbt构成各开关元件的例子进行了说明，但也可以采用mosfet、jfet等来代替igbt。在使用mosfet的情况下，也可以利用mosfet的体二极管来代替二极管。另外，包括开关元件的各半导体元件也可以由带隙比硅大的宽带隙半导体例如碳化硅(sic)、氮化镓系材料或者金刚石形成。
另外，本发明能够在发明的范围内对各实施方式自由地进行组合或者适当地进行变形、省略。