一种混合开关三相逆变器的制作方法

本发明涉及电力电子电路领域，尤其涉及一种混合开关三相逆变器。

背景技术：

当前逆变器一般常用igbt、mosfet、igct等全控型器件，如图1所示的传统三相逆变器包括功率开关管s1、s2、s3、s4、s5、及s6，直流输入侧接有滤波电容cin，根据功率开关器件的开关动作，输出一连串的三相交流方波电压，最大方波幅值限制为直流输入电压。该逆变器可在交流侧输出正和负交递的方波电压，再经过电感la、lb、lc与电容ca、cb、cc组成的交流滤波电路后输出正弦波电压。功率器件的具体开关顺序选择，根据控制目的的不同存在多种控制方式，如方波逆变控制、正弦波脉冲宽度调制(spwm)等。全控开关逆变器成熟可靠，广泛应用于新能源并网发电、不间断电源、逆变电源、及电机驱动等场合。

直流输入电压较低情况下，可在全控开关逆变器的直流侧增加dc/dc升压变换器构成两级式功率变换架构，如图2所示。dc/dc升压变换器一般使用boost(升压)变换器以提升直流输入电压，因此两级式三相电压源逆变器的直流输入电压范围更宽，更加方便实际应用，尤其适宜于直流输入电压低的应用场合。

逆变器中全控型功率开关器件为绝对性的主流应用，已有的spwm逆变并网技术的研究也主要是针对全控开关逆变器。全控型功率开关器件的价格比较昂贵，构成的功率拓扑结构复杂，同时控制策略实施难度大，从而增大了逆变器的功率和控制电路成本、降低了系统可靠性。而半控型功率开关如晶闸管等功率等级更大、安全可靠、价格适中，可以尝试用于逆变器中。

技术实现要素：

基于此，本发明有必要为解决传统逆变器的功率和控制电路成本高、系统可靠性低的问题，提供了一种混合开关三相逆变器。

一种混合开关三相逆变器，所述混合开关三相逆变器包括：

直流电压源；

与所述直流电压源连接的开关电流源；

与所述开关电流源连接的三相逆变桥臂；

与所述三相逆变桥臂连接的交直流滤波电路；

与所述开关电流源及所述三相逆变桥臂连接的控制器。

在其中一个实施例中，所述直流电压源包括：

直流输入电源vdc；

与所述直流输入电源vdc并联的电容cin。

在其中一个实施例中，所述开关电流源包括：

全控型开关器件sb；

与所述全控型开关器件sb连接的电感lb。

在其中一个实施例中，所述三相逆变桥臂包括：

半控型功率开关器件s1、s2、s3、s4、s5和s6组成的换相电路；

所述半控型功率开关器件s1和s4串联连接；

所述半控型功率开关器件s2和s5串联连接；

所述半控型功率开关器件s3和s6串联连接；

所述半控型功率开关器件s1和s4串联连接后与所述半控型功率开关器件s2和s5串联连接的器件并联；与所述半控型功率开关器件s3和s6串联连接后的器件并联。

在其中一个实施例中，所述交直流滤波电路包括：

电容ca，所述电容ca与所述所述半控型功率开关器件s1和s4串联连接的整体并联；

电容cb，所述电容cb与所述所述半控型功率开关器件s2和s5串联连接的整体并联；

电容cc，所述电容cc与所述所述半控型功率开关器件s3和s6串联连接的整体并联；

电感l1和电感l2、电感l3组成的电感单元；

所述电感单元中，所述电感l1与所述电容ca并联；所述电感l2与所述电容cb并联；所述电感l3与所述电容cc并联。

在其中一个实施例中，所述控制器包括：

电压外环和电流内环；

所述电压外环由输出电压采样电路与基准正弦波信号比较后产生电压误差信号，经过电压补偿器后得到电流参考信号，与输出电流采样信号比较并经过输出调制后的正弦波脉冲宽度调制信号。

在其中一个实施例中，所述三相逆变桥臂的换相电路为全桥、或半桥形式的电路。

在其中一个实施例中，所述控制器为电压环和电流环的双环工作或只有一个电压环或一个电流环的控制器。

在其中一个实施例中，所述半控型功率开关器件为可控硅、晶闸管或gto，也可使用全控型功率开关器件。

在其中一个实施例中，所述全控型功率开关器件可为全控型的三极管、mosfet、igct或igbt。

有益效果：

本发明提供了一种混合开关三相逆变器，所述混合开关三相逆变器包括：直流电压源；与所述直流电压源连接的开关电流源；与所述开关电流源连接的三相逆变桥臂；与所述三相逆变桥臂连接的交直流滤波电路；与所述开关电流源及所述三相逆变桥臂连接的控制器。直流输入电压经过电容器滤波后，进入由单个全控型功率开关器件构成的buck-boost开关电流源，全控型开关由spwm(正弦波脉冲宽度调制)信号驱动，从而得到spwm电流，进入由半控型功率开关器件构成的三相逆变桥臂，再经过电感器、电容器的交流滤波后得到正弦波输出。控制器实现交、直流侧的电量检测、通讯、保护等功能，同时也实现开关电流源的spwm调制策略，及逆变桥臂的换相功能。这种新型逆变器的逆变桥臂无需使用全控型功率开关管，也无需使用直流母线电容器，并可充分利用开关电流源的内在升降压特性。因此成本更低、可靠性更高，适用于各种三相并网型、离网型、及储能型逆变电源中。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图示出的结构获得其他的附图。

图1是传统的单级全控器件三相逆变器的电路原理图。

图2是传统的双级全控器件三相逆变器的电路原理图。

图3是本发明的混合开关三相全桥逆变器的电路原理图。

图4是本发明的混合开关三相全桥逆变器的充电工作状态下的电路状态图。

图5是本发明的三相正弦调制波波形图。

图6是本发明的混合开关三相全桥逆变器的第一放电工作状态下的电路状态图。

图7是本发明的混合开关三相全桥逆变器的第二放电工作状态下的电路状态图。

图8是本发明的混合开关三相全桥逆变器的第三放电工作状态下的电路状态图。

图9是本发明的混合开关三相全桥逆变器的第四放电工作状态下的电路状态图。

图10是本发明的混合开关三相全桥逆变器的第五放电工作状态下的电路状态图。

图11是本发明的混合开关三相全桥逆变器的第六放电工作状态下的电路状态图。

图12是本发明的混合开关交错并联三相全桥逆变器的电路原理图。

图13是本发明的混合开关三相全桥逆变器的电路模块框图。

本发明目的的实现、功能特点及优点将结合实施例，参照附图做进一步说明。

具体实施方式

为使本领域的普通技术人员更加清楚地理解本发明所要解决的技术问题、技术方案和有益技术效果，以下结合附图和实施例对本发明做进一步的阐述。

请参照图13，一种混合开关三相逆变器1，所述混合开关三相逆变器1包括：

直流电压源100；

与所述直流电压源连接的开关电流源200；

与所述开关电流源200连接的三相逆变桥臂300；

与所述三相逆变桥臂300连接的交直流滤波电路400；

与所述开关电流源200及所述三相逆变桥臂300连接的控制器500。

具体的，如图13所示，所述直流电压源、开关电流源、三相逆变桥臂以及所述交直流滤波电路依次连接。所述控制器同时与所述开关电流源及所述三相逆变桥臂连接，用于对所述开关电流源及所述三相逆变桥臂进行控制。

在其中一个实施例中，所述直流电压源100包括：

直流输入电源vdc；

与所述直流输入电源vdc并联的电容cin。

需要说明的是，所述直流输入电源vdc与所述电容cin并联于直流电压源的正负电极两端。

在其中一个实施例中，所述开关电流源200包括：

全控型开关器件sb；

与所述全控型开关器件sb连接的电感lb。

在其中一个实施例中，所述三相逆变桥臂300包括：

半控型功率开关器件s1、s2、s3、s4、s5和s6组成的换相电路；

所述半控型功率开关器件s1和s4串联连接；

所述半控型功率开关器件s2和s5串联连接；

所述半控型功率开关器件s3和s6串联连接；

所述半控型功率开关器件s1和s4串联连接后与所述半控型功率开关器件s2和s5串联连接的器件并联；与所述半控型功率开关器件s3和s6串联连接后的器件并联。

需要说明的是，所述半控型功率开关器件s1和s4串联连接后，与所述半控型功率开关器件s2和s5的一端并联于全控型功率开关器件sb，一端并联于电源的负极；所述半控型功率开关器件s3和s6串联连接后，与所述半控型功率开关器件s1和s4串联连接后的器件并联。

在其中一个实施例中，所述交直流滤波电路400包括：

电容ca，所述电容ca与所述所述半控型功率开关器件s1和s4串联连接的整体并联；

电容cb，所述电容cb与所述所述半控型功率开关器件s2和s5串联连接的整体并联；

电容cc，所述电容cc与所述所述半控型功率开关器件s3和s6串联连接的整体并联；

电感l1和电感l2、电感l3组成的电感单元；

所述电感单元中，所述电感l1与所述电容ca并联；所述电感l2与所述电容cb并联；所述电感l3与所述电容cc并联。

需要说明的是，所述电感单元于所述电容co的一端并联于电阻单元r的l端，另一端并联于电阻r的n端。

在其中一个实施例中，所述控制器包括：

电压外环和电流内环；

所述电压外环由输出电压采样电路与基准正弦波信号比较后产生电压误差信号，经过电压补偿器后得到电流参考信号，与输出电流采样信号比较并经过输出调制后的正弦波脉冲宽度调制信号。

在其中一个实施例中，所述三相逆变桥臂的换相电路为全桥、或半桥形式的电路。

在其中一个实施例中，所述控制器为电压环和电流环的双环工作或只有一个电压环或一个电流环的控制器。

在其中一个实施例中，所述全控型功率开关器件可为全控型的三极管、mosfet、igct或igbt。

在本实施例中，具体的，该全控型功率开关器件可为igbt，包括一sb和一二极管db及电感lb，该igbtsb一端连接所述直流输入电源、另一端连接所述电感lb的一端。

在其中一个实施例中，所述半控型功率开关器件为可控硅、晶闸管或gto，也可使用全控型功率开关器件。

在本实施例中，具体的，该半控型功率开关器件可为晶闸管s1、s2、s3、s4、s5和s6，其中，晶闸管s1的阳极连接晶闸管s4的阴极，晶闸管s2的阳极连接晶闸管s5的阴极，晶闸管s3的阳极连接晶闸管s6的阴极，s1、s2、s3的阴极连接在一起，s4、s5、s6的阳极连接在一起。

如图3所示的混合开关三相全桥逆变器及其控制示意图中，逆变器由前级开关电流源结合后级逆变桥臂的换流电路构成，并且仅使用一个全控型、及六个半控型功率开关器件。输入直流电源vdc经过直流滤波电容器cin滤波后，以稳定的直流输入给由全控型功率开关器件sb和电感lb构成的开关电流源，开关电流再通过由逆变桥臂中半控型功率开关器件s1、s2、s3、s4、s5、及s6构成的换相电路后得到高频方波，最后由输出滤波电感器l1、l2、l3与电容器ca、cb、cc高频交流滤波后得到正弦波输出。这个开关电流源本质上是buck-boost(升降压)变换器，因此可实现降压、或升压输出。这个逆变器的控制器采用双环控制方式：电压外环和电流内环。电压外环由输出电压采样电路、与基准正弦波信号比较后产生电压误差信号，再经过电压补偿器后得到电流参考信号，即为spwm(正弦波脉冲宽度调制)信号。电流参考信号与输出滤波电感器电流信号比较后产生电流误差信号，经过电流补偿器后，由控制器内部逻辑运算与处理后产生控制信号并经由各自驱动电路后产生用于驱动sb、s1、s2、s3、s4、s5、及s6的驱动信号，从而得到稳定的正弦波电压输出。另外，这种逆变器用于新能源光伏与风力发电并网型应用时，可以去掉电压外环，通过采样电路处理电网电压的相位、频率得到电流参考信号的相位、频率信息，并且由增加的mppt(最大功率点跟踪)控制策略得到电流参考信号的幅度信息，从而可精准控制并网电流的相位、频率、及幅度。控制器设计上可增加电压前馈、重复控制等算法，可改进控制性能。从而控制器实现交、直流侧的电量检测、通讯、保护等功能，同时也实现开关电流源的spwm调制策略，以及逆变桥臂的换相功能。

具体的，如图3所示，所述控制器500包括第一输出端501、第二输出端502、第三输出端503和第四输出端504。所述第一输出端501与所述全控型功率开关器件sb连接，用于输出驱动信号控制所述全控型功率开关器件sb导通或关断。所述第二输出端502与半控型功率开关器件s1及s4连接，用于输出驱动信号控制所述半控型功率开关器件s1及s4导通或关断。所述第三输出端503与半控型功率开关器件s2及s5连接，用于输出驱动信号控制所述半控型功率开关器件s2及s5导通或关断。所述第四输出端504与半控型功率开关器件s3及s6连接，用于输出驱动信号控制所述半控型功率开关器件s3及s6导通或关断。

图4所示为逆变器工作原理的充电工作模态，在充电工作模式下，控制器通过第一输出端501输出驱动信号，且第二输出端502、第三输出端503和第四输出端504不输出驱动信号。此时，通过第一驱动信号控制开关电流源中全控型功率开关器件sb导通，且六个半控型功率开关器件全部关断，输入直流电源vdc通过全控型功率开关器件sb给电感lb充电而存储能量，因而电感器lb的充电电流线性上升，此时输出负载由输出滤波电容器ca、cb、cc提供能量。同时，全控型功率开关器件sb导通时，换相电路的s1、s2、s3、s4、s5、及s6两端承受反压，从而，在充电工作模态下，全控型功率开关器件sb导通，六个半控型功率开关器件全部关断。

在一些实施例中，所述全控型功率开关器件sb为低电平导通开关，所述第一驱动信号为低电平信号。所述半控型功率开关器件s1、s2、s3可为高电平导通开关，所述半控型功率开关器件s4、s5、s6可为低电平导通开关。

图5所示为三相正弦调制波，将其波形在一个周期内划分为1-6个区域。设a、b、c三相的相电压分别为ua、ub、uc，电流分别为ia、ib、ic，以电流流向输出负载侧的方向为正方向。设定逆变器换相电路每一时刻两个半控型功率开关器件导通，因而对于1+2区域来说，选择相电压瞬时值最高的ua和瞬时值最低的uc，此时ua>uc，当全控型功率开关器件sb关断时，所对应触发导通的半控型功率开关器件为a相下管s3和c相下管s4，可得到此时ia>0。同理，在3+4区域，此时ub>ua，当sb关断时，所对应触发的半控型功率开关器件为s1和s5，可得到此时ib>0。依此类推，得到半控型功率开关器件s1～s6触发导通的判定规则。因此，所提出的逆变器可使用传统spwm控制策略，以上说明为控制器的核心软件算法。

图6所示为逆变器工作原理的第1个放电工作模态，对应1+2区域，此时ua>uc、ia>0。具体实现时，在此放电的工作模式下，控制器500控制通过第一输出端501、第四输出端504及第二输出端输出第驱动信号。其中，所述第三输出端503此时不输出驱动信号。其中，所述驱动信号为高电平。此时，开关电流源中全控型功率开关器件sb关断、而逆变桥臂中半控型功率开关器件s3、s4导通，s1、s2、s5和s6关闭，电感器lb的存储能量通过半控型功率开关器件s3、s4并且经过电感器l1、l3、及输出滤波电容器ca、cc给输出负载提供能量，因而电感器lb的放电流线性下降而释放能量，同时b相负载能量由cb提供。

图7所示为逆变器工作原理的第2个放电工作模态，对应3+4区域，此时ub>ua、ib>0。在第二个放电的工作模态下，控制器500控制第一输出端501、第二输出端502及第三输出端503输出驱动信号，并控制第四输出端504不输出驱动信号。此时，开关电流源中sb关断、而逆变桥臂中s1、s5导通，电感器lb的存储能量通过半控型功率开关器件s1、s5并且经过电感器l1、l2、及电容器ca、cb给输出负载提供能量，因而电感器lb的放电流线性下降而释放能量，同时c相负载能量由电容器cc提供。

图8所示为逆变器工作原理的第3个放电工作模态，对应5+6区域，此时uc>ub、ic>0。在第三个放电的工作模态下，控制器500控制第一输出端501、第三输出端503输出及第四输出端504输出驱动信号，并控制第二输出端502不输出驱动信号。此时，开关电流源中半控型功率开关器件sb关断、而逆变桥臂中半控型功率开关器件s2、s6导通，电感器lb的存储能量通过半控型功率开关器件s2、s6并且经过电感器l2、l3、及电容器cb、cc给输出负载提供能量，因而电感器lb的放电流线性下降而释放能量，同时a相负载能量由ca提供。

图9所示为逆变器工作原理的第4个放电工作模态，对应6+1区域，此时ua>ub、ib<0。在第四个放电的工作模态下，控制器500控制第一输出端501、第三输出端503及第二输出端502输出驱动信号，并控制第四输出端504不输出驱动信号。此时，开关电流源中sb关断、而逆变桥臂中半控型功率开关器件s2、s4导通，lb的存储能量通过半控型功率开关器件s2、s4并且经过电感器l1、l2、及电容器ca、cb给输出负载提供能量，因而电感器lb的放电流线性下降而释放能量，同时c相负载能量由电容器cc提供。

图10所示为逆变器工作原理的第5个放电工作模态，对应2+3区域，此时ub>uc、ic<0。在第五个放电的工作模式下，控制器500控制第一输出端501、第四输出端504及第三输出端503输出驱动信号，并控制第二输出端502不输出驱动信号。此时，开关电流源中sb关断、而逆变桥臂中半控型功率开关器件s3、s5导通，电感器lb的存储能量通过半控型功率开关器件s3、s5并且经过电感器l2、l3、及电容器cb、cc给输出负载提供能量，因而电感器lb的放电流线性下降而释放能量，同时a相负载能量由ca提供。

图11所示为逆变器工作原理的第6个放电工作模态，对应2+3区域，此时uc>ua、ia<0。在第六个放电的工作模式下，控制器500控制第一输出端501、第二输出端502及第四输出端504输出驱动信号，即低电平信号，控制第三输出端503不输出驱动信号。此时，开关电流源中sb关断、而逆变桥臂中半控型功率开关器件s1、s6导通，lb的存储能量通过半控型功率开关器件s1、s6并且经过电感器l1、l3、及电容器ca、cc给输出负载提供能量，因而电感器lb的放电流线性下降而释放能量，同时b相负载能量由cb提供。

以上图6～11中相电压状态是半可控型功率开关器件导通的必要条件，即相电压条件满足时，相对应的半可控型功率开关器件s1～s6不一定导通，这是由于同一区域存在多个相电压条件，s1～s6的触发导通具有多种选择。例如区域1+2与区域1+6存在共同区域1，在该区域逆变桥臂的导通存在两种状况，即s3、s4导通和s2、s4导通，这时要结合载波与调制波信号的比较结果以判断哪个器件需要导通，从而说明这种逆变器中半可控型功率开关器件的触发导通具有较高的灵活性，因此可以使用不同的控制策略。

如图12所示的混合开关交错并联三相全桥逆变器示意图中，同样地，逆变器由前级开关电流源结合后级换流电路构成，并且使用六个半控型功率开关器件及n个相同结构的开关电流源构成，每个开关电流源之间为交错并联连接，控制信号之间错开的相位为360/n。交错并联结构可减小输入、输出电流纹波，因而可减小输入、输出电容器的容量。另外，交错并联结构用于新能源光伏与风力发电并网型应用时，可由这n个开关电流源方便实现多路mppt功能。详细工作原理与图3相似，这里不再重复说明。

由前述可知，前级开关电流源本质上是一个buck-boost变换器，这种变换器具有内在升降压特性，这样可拓宽输入电压范围、提高了逆变器的应用范围。由于开关电流源的存在，这样输出电流不受负载影响，更稳定、更易控制，因而在并网发电应用时在电网畸变情况下也能实现高质量输出，同时多机并联能力强，无需专用并机通讯信号与通讯线缆，提高系统可靠性。逆变桥臂的换相电路使用了晶闸管、或gto等半控型器件，这样可方便实现整流、逆变的四象限运行，因而适应电网调度要求，灵活稳定地实现有功降额、无功调节等。控制器中软件控制直接以输出电流为控制对象，因而电流谐波更低，可以实时、快速地实现过电流保护。另外，所提出的逆变器并不使用直流母线电容器及其他dc/dc变换器，而直流电容器的寿命较短，也是电力电子产品的薄弱环节之一，从而可进一步提高系统可靠性、延长工作寿命。

以上所述仅为本发明的优选实施例，而非对本发明做任何形式上的限制。本领域的技术人员可在上述实施例的基础上施以各种等同的更改和改进，凡在权利要求范围内所做的等同变化或修饰，均应落入本发明的保护范围之内。