多模式开关电源的同步整流控制系统和方法与流程

本发明的某些实施例涉及集成电路。更具体地，本发明的一些实施例提供了多模式开关电源(smps，switched-modepowersupply)的同步整流(sr，synchronousrectifier)控制系统和方法。

背景技术：

在当今开关电源应用中，在不同的功率范围和不同的应用场合，每种工作模(非连续导通dcm、准谐振qr、连续导通ccm)均有自己的优势和特点。在大功率与大电流的应用中，ccm在效率，电流电压应力等方面相对dcm/qr具有较大的优势，但在低功率范围，dcm又具有控制简单的优点，同时qr模式能够有效降低smps的开关损耗。因此为兼顾大功率，高效率及低待机的需求，多种工作模式(dcm、ccm、qr、降频)并存即多模式系统已成为一个必然的趋势。然而这种开关电源的复杂性却给同步整流技术的应用带来了诸多不便，使得同步整流控制相对于单模式电源系统来说更为复杂。

图1是表示现有的反激式(flyback)同步整流系统的简化图。同步整流系统100(例如，功率转换器)包括初级绕组np、次级绕组ns、开关、vd检测、逻辑控制、驱动。例如，开关包括双极结型晶体管。在另一示例中，开关包括场效应晶体管(例如，金属氧化物半导体场效应晶体管)。在又另一示例中，开关包括绝缘栅双极晶体管。

众所周知，在同步整流系统应用中，同步整流管可靠的开启与关断是极其重要的。在开关电源的各种工作模式中，其开启控制差别不大，当退磁电流流经srmosfet体二极管时即可以打开。但关断控制为兼顾效率温升与可靠性的需求便复杂许多，尤其是在ccm的情况下。

图2示出了图1的sr系统工作在dcm下的波形。图3出了图1的sr系统工作在qr下的波形。当电源系统工作在dcm/qr模式时，变压器在每一个pwm周期中均会退磁完毕。因此此时sr的关断便可以通过设置一个变压器副边电流过零检测点来准确可靠地实现。

图4为dcm/qr模式下sr控制框图。其中vth_on为sr开启阈值，当vd端电压低于该阈值时，sr开启。vth_zero为sr关断阈值即副边电流过零检测点，当vd端电压高于该阈值时，sr关闭。由此可以实现dcm/qr模式下的sr控制。

但当系统工作在ccm模式下时，sr的控制相对于dcm/qr便复杂多了。在ccm工作模式下若仍采用dcm/qr的控制模式，则当变压器副边剩余电流在初级侧开启使得退磁被强制结束后仍比较大时，可能无法触发到针对dcm/qr所设计的过零检测点，只能在初级侧开启后变压器副边电压被强制拉升后才能触发到过零点，这样会使得sr不能及时关断，带来可靠性问题。

既然在ccm工作模式下无法检测到电流过零点，sr控制芯片也无法提前知道初级侧pwm将于何时开启，因此要保证ccm同步整流系统安全可靠地工作，其sr的关断控制就不能像dcm/qr，而需要另辟蹊径。当开关电源系统稳定工作时，其前后相邻周期的工作状态一致。在这样情况下可以利用前一工作周期的信息来推断当前周期的工作情形，并因此来预测初级侧功率管的开启时刻，以便在初级侧功率管开启前及时关断sr，保证系统安全可靠地工作。简言之即在系统稳定工作时其相邻前后周期退磁时间一致，这样就可以用上一周期的退磁时间来推断当前周期的退磁时间，预先知道该周期的退磁时间后就可以确定该周期的sr关断时刻。

图4为系统工作稳定无次谐波振荡时的ccm同步整流控制波形。其中初级侧pwm为初级侧mosfet控制信号，vd为同步整流管漏端电压信号，demag为变压器副边退磁信号，预测为控制芯片内部根据预测算法产生的关断srgate的信号，gate为sr控制芯片的输出信号。控制芯片首先根据vd端的电压信号计算出前一周期的退磁时间即don(n-1)，然后利用该周期(n-1)的退磁时间去预测下一周期(n)的退磁时间即don(n)。之后便可以在第n周期退磁开始时计时至k*don(n)后产生预测关断信号预测，即可关断sr，其中k为设定的预测比例。从图中可以看出，由于系统工作稳定，任何前后pwm频率，初级侧开启时间与副边退磁时间均保持一致。在这种情况下，预测算法能够及时准确地在初级侧mosfet导通之前提前关断sr，从而保证同步整流系统可靠地工作。图6为预测比例k的产生电路，其中调节i1与i2的比例便可以得到不同的k：

k＝i1/i2(公式1)

在系统稳定工作前后周期退磁时间一致或变化不大的情况下，以上方法可以可靠地实现ccm同步整流关断控制。但在电源系统的实际应用中，特别是在深度ccm下，或深或浅的次谐波振荡现象普遍存在。次谐波振荡会使得前后周期的初级侧开启时间与退磁时间均存在差异，极端条件下工作模式也会不同(即dcm与ccm交替出现)，这就给同步整流的控制与应用带来了不便。当次谐波振荡出现时，如果仍采用以上无次谐波振荡时的处理方法，则可能出现变压器源副边馈通，降低效率且可能带来炸机风险。

技术实现要素：

本发明的某些实施例涉及集成电路。更具体地，本发明的一些实施例提供了同步整流sr控制系统和方法。仅作为示例，本发明的一些实施例被应用到开关电源领域。但是，将认识到，本发明有更广泛的适用范围。

根据一个实施例，提供了一种用于开关电源的同步整流(sr)控制器，包括：检测模块，被配置为检测初级侧晶体管的开启时间；控制模块，被配置为执行下述操作：接收检测到的晶体管的开启时间；并且至少部分地基于晶体管的开启时间来输出控制信号，其中如果检测到晶体管的当前开启周期与上一开启周期的差小于预定阈值则控制信号为逻辑高电平，否则控制信号为逻辑低电平；调整模块；被配置为接收来自控制模块的控制信号，基于接收到逻辑高电平的控制信号在当前周期退磁时采用第一预测比例，并且基于接收到逻辑低电平控制信号在当前周期退磁时采用第二预测比例，其中第一预测比例大于第二预测比例。

根据一个实施例，与此同时，控制模块基于检测到晶体管的当前周期开启时间与上一周期开启时间的差，自动调整输出控制信号的脉冲宽度。此外，控制模块还会基于前一周期的输出控制信号的脉冲宽度来设置下一周期的输出控制信号的脉冲宽度设置限制，使得所述下一周期的输出控制信号的脉冲宽度不超过预定时间。

根据另一实施例，提供了一种开关电源的同步整流(sr)控制方法，方法包括：检测初级侧晶体管的开启时间；接收检测到的晶体管的开启时间；至少部分地基于晶体管的开启时间来输出控制信号，其中如果检测到晶体管的当前开启周期与上一开启周期的差小于预定阈值则控制信号为逻辑高电平，否则控制信号为逻辑低电平；并且接收来自控制模块的控制信号，基于接收到逻辑高电平的控制信号在当前周期退磁时采用第一预测比例，并且基于接收到逻辑低电平控制信号在当前周期退磁时采用第二预测比例，其中第一预测比例大于第二预测比例。

根据又另一实施例，提供了一种如本公开的实施例所述的sr系统的开关电源系统。

根据实施例，可以获得一项或多项益处。参考随后的详细的说明和附图，这些好处和本发明的各种附加的目的、特征和优势可得以透彻地理解。

附图说明

图1是表示现有的反激式同步整流sr系统的简化图。

图2示出了图1的sr系统工作在dcm下的波形。

图3出了图1的sr系统工作在qr下的波形。

图4是示出了现有dcm/qr模式下sr控制框图。

图5示出了现有系统工作稳定无次谐波振荡时的ccm同步整流控制波形。

图6示出了根据图5所示的实施例的预测(prediction)比例k的产生电路的简化图。

图7示出了现有系统工作在出现次谐波振荡时的ccm同步整流控制波形。

图8示出了根据本公开的实施例的系统工作在出现次谐波振荡时的ccm同步整流控制波形。

图9示出了根据本公开的实施例的系统的、基于δton对sr关断调整的图示。

图10示出了根据图9的实施例的、通过调节预测比例实现sr关断调整的简化图示。

图11示出了根据本公开的实施例的、当前周期(第n周期)初级侧开启时间长于上一周期(第n-1周期)初级侧开启时间时的控制时序图。

图12示出了根据本公开的实施例的、在具有较大干扰的情况下的初级侧-次级侧馈通(feed-through)的波形图。

图13示出了根据本公开的实施例的、逐周期为sr开启时间设置限制的图示。

图14示出了根据本公开的实施例的、逐周期为sr开启时间设置限制的系统的简化图。

图15示出了根据本公开的实施例的、逐周期为sr开启时间设置限制的系统的时序。

具体实施方式

下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例。在下面的详细描述中提出了许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。但是，对于本领域技术人员来说很明显的是，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明的更好的理解。本发明决不限于下面所提出的任何具体配置和算法，而是在不脱离本发明的精神的前提下覆盖了元素、部件和算法的任何修改、替换和改进。在附图和下面的描述中，没有示出公知的结构和技术，以便避免对本发明造成不必要的模糊。

图7示出了现有系统工作在出现次谐波振荡时的ccm同步整流控制波形。如图7所示，由于出现了次谐波振荡，初级侧mosfet开启时间和变压器副边退磁时间在相邻周期间均出现了较大的变化。从图中可以看出第n周期的退磁时间短于第n-1周期的退磁时间，此时如果仍采用第n-1周期的预测比例，则第n周期的预测关断点有可能出现在第n+1周期的初级侧mosfet开启期间，使得第n周期的sr不能及时关断，导致原副边馈通，降低电源系统的效率和可靠性。

控制芯片在每次sr的预测关断前都会确定所需预测比例，这需要首先检测前后相邻周期初级侧mosfet的开启时间且比较其变化，然后基于该信息，进行预测比例的切换，以防止源副边馈通的发生。若检测到当前周期ton(n)短于上一周期ton(n-1)，则当前周期的退磁时间将会长于前一周期的退磁时间，此时采用较大的预测比例将不会导致源副边的馈通。但如果检测到当前周期ton(n)长于上一周期ton(n-1)，则当前周期的退磁时间就会短于前一周期的退磁时间，这时则需要采用较小的预测比例，否则馈通有可能发生。

简而言之，在退磁预测关断sr之前，控制芯片先计算相邻周期初级侧开启时间变化。如果ton(n)-ton(n-1)小于设定的阈值，则说明系统稳定或仅有轻微的次谐波振荡，当前周期退磁时可以采用较大的预测比例。但如果ton(n)-ton(n-1)大于所设定的阈值，则说明发生了较为严重的次谐波振荡，前周期退磁时需要采用较小的预测比例，避免原副边馈通的发生。

以上方法中对相邻周期初级侧开启时间差异采用单一阈值控制可以使系统在工作状态不稳定或较严重次谐波振荡时，保证电源系统的可靠工作。但为进一步提高同步整流系统的自适应性，降低对该单一阈值(芯片差异/电路精度)的依赖，在芯片检测到相邻周期初级侧开启时间变化时，也将根据变化量的大小对同步整流管的关断时刻进行微调，以进一步提高电源系统的可靠性，同时降低由于同步整流的存在对初级侧系统工作稳定性的要求。

当检测到相邻周期初级侧开启时间变化＝ton(n)-ton(n-1)时，不论变化量为正或负，sr控制芯片均会使当前周期即第n周期的sr开启时间缩短，如图8所示。

图8示出了根据本公开的实施例的系统工作在出现次谐波振荡时的ccm同步整流控制波形。为保证电源系统每一pwm周期的可靠工作，避免出现图7中所示的馈通现象，则需要在第n周期时采用较小的预测比例，使sr提前关断。但第n+1周期的退磁时间又长于第n周期的退磁时间，此时最好又能采用较大的预测比例，以尽量减小第n+1周期退磁电流流经srmosfet体二级管的时间，降低系统温度。这种情况下需要预测比例在一定条件下进行切换。如前所述，当发生次谐波振荡时，不仅相邻周期的退磁时间会发生变化，而且初级侧mosfet的开启时间也会发生相应变化。这样就可以通过检测前后pwm周期的初级侧开启时间的差异来实现前后pwm周期预测比例的切换，如图8所示。

图9示出了根据本公开的实施例的系统的、基于对sr关断调整的图示。如图所示，在图6基础上引入额外的一路电流iadj。在任一pwm周期中，如果检测到该周期与前一周期的初级侧开启时间有差异，则当前周期退磁时间开始时开启电流iadj，对电容c1(c2)放电δton，之后便可以在第n周期退磁开始时计时至下述时间后产生预测关断信号预测：

即使第n周期的sr开启时间缩短其中调节iadj与i2的比例可以得到不同的缩短时间。当iadj＝n*i2时，便可以使当前周期sr开启时间缩短n*δton.

图10示出了根据图9的实施例的、通过调节预测比例实现sr关断调整的简化图示。其中当前周期(第n周期)初级侧开启时间长于上一周期(第n-1周期)初级侧开启时间时的控制时序图。

如图所示，当ton(n-1)与ton(n)差异未达到直接调节预测比例即k的阈值时，若无以上机制，则第n周期时的预测关断点即预测信号(虚线低电平脉冲)出现在第n+1周期的初级侧开启期间，导致出现源副边馈通。但在该机制作用下，第n周期时的预测关断点即预测信号出现在正确时刻，缩短了sr开启时间，避免了源副边馈通。

图11示出了根据本公开的实施例的、当前周期(第n周期)初级侧开启时间长于上一周期(第n-1周期)初级侧开启时间时的控制时序图。其中当前周期(第n周期)初级侧开启时间短于上一周期(第n-1周期)初级侧开启时间时的控制时序图。如图所示，当ton(n-1)与ton(n)差异未达到直接调节预测比例即k的阈值时，若无以上机制，则第n周期时的预测关断点即预测信号(虚线低电平脉冲)出现在第n+1周期的初级侧开启期间，导致出现源副边馈通。但在该机制作用下，第n周期时的预测关断点即预测信号出现在正确时刻，缩短了sr开启时间，避免了源副边馈通。

在系统正常工作过程中，或受到轻微干扰或次谐波振荡时，上述手段足以保证同步整流开关电源系统的可靠性，并兼顾效率与温升的需求。但在系统受到外界较为剧烈的干扰时，特别是系统环路出现波动时，初级侧pwm频率与脉宽会出现大幅变化，如图12所示。

在第n-1周期时，系统出现的波动使得之后pwm出现如图所示变化，相邻周期即第n-1周期的初级侧开启时间与第n周期的频率均发生了剧烈变化。第n-1周期过长的退磁时间使得第n周期时的预测关断信号出现在第n+1周期初级侧开启之后，使得第n周期的sr关断沿与在第n+1周期时的初级侧开启上升沿出现了重叠，导致源副边交叠。在这种情况下，采用sr逐级展开的机制可以有效避免这种由于系统出现剧烈波动时引入的交叠或馈通。

控制芯片检测并记录每一pwm周期的sr开启时间，并基于该周期的sr开启时间，对下一周期的sr开启时间设置limiter(通过设置延迟时间或设置比例)，使得下一周期的sr开启时间不得超过所设定时间。

图13示出了根据本公开的实施例的、逐周期为sr开启时间设置限制的图示。控制芯片首先逐周期记录每一周期的sr实际开启时间和退磁时间，然后根据第n-1周期的退磁时间，计算出当前周期的pre_sr开启时间，同时将第n-1周期的sr实际开启时间在当前周期重现并以此为基准设定当前周期的sr开启时间limiter。若当前周期的pre_sr开启时间长于当前周期的sr开启时间limiter，则当期周期sr在sr开启时间limiter后被强行终止，仅开启所限定时间，这种情况说明系统状态发生了剧烈波动，需要对当前sr开启时间进行限制。

图14示出了根据本公开的实施例的、逐周期为sr开启时间设置限制的系统的简化图。其中电路实现时采用了将第n-1周期sr实际开启时间重现后加延时的形式对当前周期sr实际开启时间加以限制。

图15示出了根据本公开的实施例的、逐周期为sr开启时间设置限制的系统的时序。改进后的控制模式如下图所示，可以看出可以有效防止状态剧烈变化导致的馈通。

本发明的某些实施例涉及集成电路。更具体地，本发明的一些实施例提供了同步整流sr控制系统和方法。仅作为示例，本发明的一些实施例被应用到开关电源领域。但是，将认识到，本发明有更广泛的适用范围。

例如，使用一个或多个软件组件、一个或多个硬件组件、和/或软件和硬件组件的一个或多个组合，本发明的各种实施例的一些或全部组件各自单独地和/或以与至少另一组件结合的方式被实施。在另一示例中，本发明的各种实施例的一些或全部组件各自单独地和/或以与至少另一组件结合的方式被实施在诸如一个或多个模拟电路和/或一个或多个数字电路之类的一个或多个电路中。在另一示例中，本发明的各种实施例和/或示例可以被结合。

虽然已经描述了本发明的特定实施例，但本领域的技术人员应该理解，存在等同于所描述的实施例的其它实施例。因此，应该理解，本发明并不限于所示出的具体实施例，而仅由所附权利要求的范围所限定。