一种电压型高频逆变电路拓扑结构的制作方法

本发明属于电力电子技术领域，涉及一种电压型高频逆变电路拓扑结构。

背景技术：

逆变电路的功能是实现直流电到交流电的变换，用于构成各种交流电源，逆变电路根据直流侧储能元件形式的不同，可划分为电压型逆变电路和电流型逆变电路。电压型逆变电路直流侧的储能元件为恒定电压源，传统的电压型逆变电路典型代表有单相桥式逆变电路，半桥逆变电路等。桥式逆变电路如图1所示，由4个开关管v1，v2，v3和v4构成，v1和v4同时开通和关断，v2和v3同时开通和关断，v1和v4处于导通状态时，v2和v3处于关断状态，反之当v2和v3处于导通状态时，v1和v4处于关断状态，通过控制开关管的开通和关断时序，可在负载端产生恒定频率的交流方波电压。电压型桥式逆变电路开关管数目多，开关管的驱动电路之间需要相互隔离，而且当逆变电路的频率升高时，开关损耗和驱动损耗较大，效率较低，同时由于开关管的开通和关断动作不是瞬时完成的，存在开通和关断时间，为了保证同一桥臂上下两个开关管不同时导通，驱动信号之间需要设置死区时间，设计过程复杂。单相半桥式逆变电路开关管数目只有2个，拓扑结构得到简化，但输出交流电压幅值减半，输出功率减小，只适用于小功率场合，而且电压型逆变电路一般多用于阻感性负载条件下，阻容性负载条件下，开关管换流过程中负载电容会经开关管形成短路放电回路，烧毁开关管。

技术实现要素：

要解决的技术问题

为了避免现有技术的不足之处，本发明提出一种电压型高频逆变电路拓扑结构

技术方案

一种电压型高频逆变电路拓扑结构，其特征在于包括两个开关管q1和q2、以及两个储能电感l1和l2；两个开关管q1和q2以及两个储能电感l1和l2组成桥式结构，每个桥的上桥臂为储能电感，下桥臂为开关管；所述两个开关管q1和q2的驱动信号pwm1和pwm2的相位相差180°；所述两个开关管q1和q2相同；所述两个储能电感l1和l2相等。

当负载为容阻性负载时，将d1二极管与q1开关管相串联，将d2二极管与q2开关管相串联。

所述两个二极管d1和d2相同。

所述两个开关管q1和q2采用c2m0025120d开关管。

所述储能电感l1和l2为l1＝l2＝100uh。

所述两个二极管d1和d2采用fr604二极管。

有益效果

本发明提出的一种电压型高频逆变电路拓扑结构，该逆变电路拓扑依然采用桥式结构，每个桥臂的上桥臂为储能电感，下桥臂为开关管，开关管数目只有2个，2个开关管互补开通和关断，开关管之间共地连接，驱动电路的电源之间无需隔离，驱动电路得以简化，开关管的两路驱动信号无需设计死区时间，该电路可适用于阻容性负载条件下，当负载为纯阻性时，输出交流电压方波幅值为直流电压幅值两倍，即输出功率能力更强。

本发明有益效果：

1，与传统的单相桥式逆变电路相比，本发明的电路拓扑和开关管的驱动电路更加简单，开关损耗更低；

根据本发明的逆变电路拓扑(图2)可知，本发明的逆变电路只使用了两个开关管，与现有的单相桥式逆变电路相比开关管数目减少一半，相对应开关管的驱动电路减少一半，本发明的开关管是共地连接，因此开关管的驱动电路电源无需隔离，驱动电路得到简化，系统的复杂程度降低，开关管的数目减少，开关管的开关损耗和驱动损耗降低。

2，与传统的单相桥式逆变电路相比，本发明的电路拓扑中的开关管在驱动过程中无需设计死区时间。

传统的桥式逆变电路，开关管开通和关断不是瞬间完成的，为了防止同一桥臂上下两个开关管同时导通造成直流侧电源短路，需要在上下两个开关管的驱动信号之间设计一定的死区时间，在死区时间内，两个开关管同时关断。本发明的两个开关管不位于同一桥臂，即使两个开关管同时开通，也不会发生短路的情况，本发明中两个开关管不能处于同时关断的状态。

3，与传统的单相桥式逆变电路相比，本发明的输出功率能力更强；

如图2，当负载为纯电阻时，l1和l2的电感值足够大，i1和i2在一个周期内的大小波动可忽略不计，视为恒定值，即负载两端电压为方波电压。

q1开通q2关断期间，l1两端电压为u，l2两端电压为u+uab；

q1关断q2开通期间，l1两端电压为u-uab，l2两端电压为u；

根据电感的伏秒定律

对于电感l1有：ud+(u-uab)(1－d)＝0；

对于电感l2有：u(1－d)+(u+uab)d＝0。

d为开关管驱动信号的占空比。占空比为0.5时

传统单相桥式逆变电路的输出方波电压幅值为直流侧电压，本发明的输出方波电压幅值为直流侧电压的2倍，输出功率能力得到提高。负载电阻20欧姆，直流侧电压100v，逆变频率50khz，仿真输出电压波形如图4所示，交流方波电压幅值为200v，输出功率是传统桥式逆变电路的两倍。

4，适用于阻容性负载条件下，可实现开关管的零电流关断

桥式逆变电路一般只适用于阻感性负载条件下，阻容性负载条件下，开关管换流过程中负载电容会经开关管形成短路放电回路，烧毁开关管。本发明的逆变电路可用于容性负载条件下，如图3所示，可实现开关管的零电流关断。

如图3所示当负载电容c＝100nf，rl＝50欧姆，电感l1＝l2＝20mh,直流侧电源电压u＝100v，逆变频率f＝10khz，仿真得到逆变输出电压波形如图5，和开关管的电压电流波形如图6。由于负载中有容性阻抗，输出电压波形不再是方波。图6是电路工作过程中开关管的电压电流波形，开关管导通时，开关管两端电压vds＝0v，开关管关断时，开关管两端电压由0v逐渐升高。如图6所示，在开关管两端电压由0v上升之前，电流已经减为0a，即开关管实现了零电流关断。

附图说明

图1是单相桥式逆变电路

图2是本发明的逆变电路基本拓扑图

图3是本发明在阻容性负载条件下的改进逆变电路拓扑图

图4是本发明在纯阻性负载条件下逆变电路输出电压的仿真波形

图5是本发明在阻容性负载条件下逆变电路输出电压的仿真波形

图6是本发明在阻容性负载条件下逆变电路开关管的电压电流波形

具体实施方式

现结合实施例、附图对本发明作进一步描述：

当基本逆变电路拓扑如图2所示，u为直流侧恒定电压源，l1和l2为储能电感，q1和q2为开关管，rl为负载电阻，pwm1和pwm2分别为q1和q2的驱动信号，驱动信号为高电平时开关管开通，低电平时开关管关断，驱动信号pwm1和pwm2的相位相差180°。

当pwm1为高电平，pwm2为低电平时，q1管导通，q2管关断，此时l1两端电压为u，电感l1储能，电感l2与负载电阻rl串联，流经负载电阻rl的电流为i2；当pwm1为低电平，pwm2为高电平时，q1管关断，q2管开通，此时电感l2两端电压为u，电感l2储能，流经负载电阻rl的电流为i1。当l1和l2的电感值足够大时，i1和i2在一个周期内的大小波动可忽略不计，视为恒定值。流经负载电阻rl的电流i1和i2方向相反，即开关管的一个开通关断周期内，rl两端电压呈正负方波变化，根据电感的伏秒定律，当驱动信号占空比为0.5时，rl两端方波电压幅值为±2u，即实现了直流到交流的逆变过程，同时输出交流电压幅值比传统的单相桥式逆变电路提升了1倍。因开关管q1和q2在不同的桥臂上，当q1和q2同时开通时，负载电阻两端输出电压为0v，不会产生短路的情况，因此驱动信号pwm1和pwm2之间不需要设计死区时间。当开关管q1和q2同时关断时，i1和i2瞬间减为0，由于电感l1和电感l2的存在会在电路中产生高电压，击穿开关管，因此开关管q1和q2不能同时关断。

当负载为容阻性负载时，本发明的逆变拓扑改进如图3所示，在基本逆变电路拓扑(图1)的基础上增加了二极管d1和d2，电路的工作方式不变。当pwm1为高电平，pwm2为低电平时，q1管导通，q2管关断，电路处于稳定工作状态下时，此时电容c两端电压uab<0，当pwm1由高电平变为低电平，pwm2由低电平变为高电平时，q1管开始关断，q2管开始导通，由于开关器件导通和关断不是瞬间完成的，存在一定的导通和关断时间，因此q1和q2会存在同时导通的情况，此时因为uab<0，电流i1会给电容c充电，uab的值逐渐增加，在电压uab的值大于0之前，流经q1管的电流始终为0，即开关管q1实现了零电流关断，开关管q2的关断状态可以类比推导。在q1管和q2管换流期间，q1和q2同时导通，d1和d2的作用是防止电容c经q1和q2产生一个短路放电回路，防止烧毁开关管。

如图3所示，u为直流侧恒定电压源，l1和l2为储能电感，l1＝l2＝100uh，q1和q2为c2m0025120d开关管，d1和d2是fr604二极管，负载电阻rl＝50ω，负载电容c＝100nf，pwm1和pwm2分别为q1和q2的驱动信号，pwm1和pwm2不完全互补，有一定重叠的高电平区域。具体实施方式如下：

当pwm1为高电平，pwm2为低电平时，q1管导通，q2管关断，电流i2给rc并联网络充电，电流i1经q1管直接流回电源负极。此时电容c两端电压uab<0，当pwm2由低电平变为高电平时，q2管开始导通(pwm1和pwm2有一定重叠的高电平区域，q2管开始导通时，q1管仍然导通还未关断)，此时q2管相当于导线，电流i2直接经q2流回电源负极不再给rc网络充电，因为电容c两端电压uab<0，此时虽然q1管仍然导通，但电流i1不再流经q1管而是给rc网络充电，uab值逐渐升高，在uab大于0v之前，q1管电流为0，在此期间pwm1由高电平变为低电平，可以实现q1管的零电流关断。

q1管关断，q2管开通期间，由电流i1给rc并联网络充电，电流i2经q2管直接流回电源负极。电容c两端电压uab逐渐升高最终达到uab>0状态，当pwm1由低电平变为高电平时，q1管开始导通(q2管仍然导通)，电流i1直接经q1管流回电源负极不再给rc网络充电，因为电容c两端电压uab>0，此时虽然q2管仍然导通，但电流i2不再流经q2管而是给rc网络反向充电，电容c两端电压uab逐渐降低，在uab减小到0v之前，q2管电流一直为0，在此期间pwm2由高电平变为低电平，可以实现q2管的零电流关断。

q1管导通，q2管关断期间，电流i2给rc并联网络充电，q1管关断，q2管开通期间由电流i1给rc并联网络充电，i1和i2流经rc网络的方向相反，即在rc网络上输出交流电压。