一种三电平全桥软开关变流电路及其控制方法与流程

本发明涉及dc-ac-dc变流电路领域，尤其涉及一种三电平全桥软开关变流电路及其控制方法。

背景技术：

传统的两电平变流电路，具有拓扑结构简单、易于控制等优点，广泛应用于各种dc-ac-dc变流电路中。但两电平变流电路也存在着开关管耐压值要求高，开关应力大，频率提升困难等问题，在高电压输入场合，受到了较大限制。三电平逆变电路由于开关管承受电压值为两电平逆变电路的一半，开关应力小，更容易实现高频，在高电压输入场合下，应用优势明显。

中国专利01127182“零电压零电流开关混合全桥型三电平直流变换器”，虽然属于三电平逆变电路，但是有一半为两电平桥臂，因此同样具有两电平变流电路的缺点。

中国专利1866713a“一种三电平零电压开关直流变换器及其控制方法”，虽然逆变电路各桥臂均为三电平形式，但是每个开关管关断时软开关的实现均需要依赖其两端的并联电容或寄生电容。

当仅使用寄生电容时，由于容量较小，因此软开关效果差。当开关管两端并联大的电容时，在空载或轻载状态下，会出现并联电容直接通过开关管放电的情况，影响器件的可靠性，并且开关管并联电容后会降低电路的可控性，在小功率输出时尤为明显。此外，由于要实现中点电位平衡，该逆变电路控制逻辑较为复杂，明显增加了控制电路的器件数量和成本，而器件数量的增多又会降低电路的可靠性。开关管动态电压钳位是每个三电平dc-ac-dc变流电路必须要解决的问题，在钳位二极管两端增加飞跨电容可以实现开关管动态电压钳位的效果，但会增加电路的复杂程度。采用特定的控制方式，同样可以实现开关管动态电压钳位，但通常伴有控制复杂，开关管需要单独可控，驱动电路设计复杂等缺点。

技术实现要素：

本发明的目的就是解决上述问题，提供了一种三电平全桥软开关变流电路及其控制方法，该变流电路及其控制方法能够实现在开关管上不并联电容时，达到较好的软开关状态。

为实现上述目的，本发明采用下述技术方案，包括：

本发明公开了一种三电平全桥软开关变流电路，包括：输入电容c1、输入电容c2、三电平全桥逆变电路、变压器和输出电路，在所述三电平全桥逆变电路和变压器的原边之间的连接线路上串联饱和电感与隔直电容。

进一步地，还包括：在三电平桥臂的各开关管的两端分别并联电容，用于进一步地降低开关管的关断损耗。但需要增加额外电路来保证在轻载和空载状态下，并联电容不会直接通过开关管放电。

进一步地，还包括：每一个三电平桥臂的两个钳位二极管串联后，分别在其串联电路的两端并联飞跨电容。

进一步地，还包括：在其中一个三电平桥臂的中点与输入电容c1和输入电容c2的中点之间串联均压电感；或者，在每一个三电平桥臂的中点与输入电容c1和输入电容c2的中点之间串联均压电感。

电路工作过程中，通过输入电容c1和输入电容c2与均压电感之间进行无功能量交换，实现输入电容c1和输入电容c2的中点电位动态平衡。

本发明公开了一种三电平全桥软开关变流电路的控制方法，假定其中一个三电平桥臂的开关管自上而下依次为：q1、q2、q3、q4；另一个三电平桥臂的开关管自上而下依次为：q5、q6、q7、q8；在一个pwm调制周期内，控制开关管q1、q8与开关管q4、q5为互补导通，开关管q2、q7与开关管q3、q6为互补导通；

控制开关管q1、q2、q7、q8在同一脉冲时间段内导通和关断，其中，q1、q8超前关断，q2、q7滞后关断；

控制开关管q3、q4、q5、q6在同一脉冲时间段内导通和关断，其中，q4、q5超前关断，q3、q6滞后关断。

进一步地，q1、q8或q4、q5超前关断后，在隔直电容的阻挡作用下，回路中的电流在不断衰减；当电流小到饱和电感的饱和电流值时，饱和电感退出饱和，电感值增大，回路中的电流基本衰减为零，实现当前脉冲时刻开关管的零电流关断。

本发明进一步公开了一种焊机，包括了上述的任一种三电平全桥软开关变流电路；

和/或，

采用上述的任一种三电平全桥软开关变流电路的控制方法。

本发明进一步公开了一种电解水电源，

包括了上述的任一种三电平全桥软开关变流电路；

和/或，

采用上述的任一种三电平全桥软开关变流电路的控制方法。

本发明进一步公开了一种充电机，

包括了上述的任一种三电平全桥软开关变流电路；

和/或，

采用上述的任一种三电平全桥软开关变流电路的控制方法。

本发明有益效果：

本发明提供了一种新型三电平全桥软开关变流电路，在开关管上不并联电容时，也能实现较好的软开关状态。

本发明利用q1、q4、q5、q8可以受到输入电容c1或c2电压钳位的特性，实现各开关管动态电压钳位的效果。同时，配合饱和电感、隔直电容实现软开关的效果。

本发明可以采用均压电感的形式实现中点电位平衡，相比较通过控制开关管脉宽来实现中点电位平衡的传统方式，该方法不用增加额外的控制负担，明显降低了控制电路的复杂程度,经实验验证，是一种低成本、低能耗、高可靠性的三电平逆变电路中点电位平衡方法。

本发明三电平全桥软开关变流电路的控制方法简单有效，大大简化驱动电路设计复杂度，仅需要两个脉冲变压器及配套驱动电路，无需额外的隔离电源，即可完成8个开关管的驱动隔离及驱动功率传输。

经实验验证，本发明一种三电平全桥软开关变流电路及其控制方法能够实现与理论分析一致的效果，是一种控制简单方便，能够有效实现各开关管动态电压钳位的三电平软开关拓扑及控制方法。

附图说明

图1是本发明一种三电平全桥软开关变流电路及其控制方法的典型拓扑结构原理图；

图2是本发明实施例2的电路原理图。在各开关管两端分别并联电容；

图3是本发明实施例3的电路原理图。嵌位二极管d1、d2串联后，以及d3、d4串联后，其两端分别并联飞跨电容；

图4是本发明三电平全桥软开关变流电路实现中点电位平衡的方式一电路原理图；

图5是本发明三电平全桥软开关变流电路实现中点电位平衡的方式二电路原理图；

图6是本发明各开关管导通、关断时序图；

图7为本发明典型拓扑结构下工作模式1阶段等效电路及电流回路图；

图8为本发明典型拓扑结构下工作模式2阶段等效电路及电流回路图；

图9为本发明典型拓扑结构下工作模式3阶段等效电路及电流回路图；

图10为本发明典型拓扑结构下工作模式4阶段等效电路及电流回路图；

图11为本发明典型拓扑结构下工作模式5阶段等效电路及电流回路图。

具体实施方式：

下面结合附图对本发明作进一步说明。

应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本发明提供进一步的说明。除非另有指明，本发明使用的所有技术和科学术语具有与本发明所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。

实施例一

本发明公开了一种三电平全桥软开关变流电路，如图1所示，包括：输入分压电容、逆变电路、饱和电感、隔直电容、变压器和输出电路。输入分压电容由两个电容c1、c2串联而成。逆变电路由两个三电平半桥桥臂组成，开关管q1～q4依次串联，和钳位二极管d1、d2组成一个桥臂，开关管q5～q8依次串联，和嵌位二极管d3、d4组成另外一个桥臂。开关管q1、q2的连接点与嵌位二极管d1的阴极相连，开关管q3、q4的连接点与嵌位二极管d2的阳极相连，嵌位二极管d1的阳极和d2的阴极相连，其连接点与分压电容c1、c2的中点相连。开关管q5、q6的连接点与嵌位二极管d3的阴极相连，开关管q7、q8的连接点与嵌位二极管d4的阳极相连，嵌位二极管d3的阳极和d4的阴极相连，其连接点与分压电容c1、c2的中点相连。两个三电平桥臂与输入分压电容并联。变压器原边、饱和电感、隔直电容串联在一起，其两端分别连接两个三电平桥臂的中点a、b，变压器副边与输出电路相连。

饱和电感采用铁氧体、非晶等磁芯进行无气隙装配，在小电流时电感量很大，随着电流增大，磁芯饱和，电感量变为很小。

在开关管两端不并联电容的前提下，常规软开关拓扑在关断时所有开关管均为满电流关断，损耗较大。本发明拓扑有一半的开关管可以实现零电流关断，明显降低了开关管关断损耗。

本发明三电平全桥变流电路的具体控制方式为：开关管q1、q8与q4、q5为互补导通，开关管q2、q7与q3、q6为互补导通。开关管q1、q4、q5、q8进行pwm调制，q2、q3、q6、q7不进行pwm调制。q1、q2、q7、q8在同一pwm周期导通和关断，其中，q1、q8超前关断，q2、q7滞后关断。q3、q4、q5、q6在另一pwm周期导通和关断，其中，q4、q5超前关断，q3、q6滞后关断。利用q1、q4、q5、q8可以受到输入电容c1或c2电压钳位的特性，实现各个开关管动态电压钳位的效果。同时，配合饱和电感、隔直电容实现软开关的效果。

实施例二

如图2所示，在实施例一的三电平全桥软开关变流电路的基础上，在三电平桥臂各开关管两端分别并联电容。但在并联电容以后，需要增加额外的电路，保证空载或轻载状态下并联电容不会通过开关管直接放电。或者应用在基本不会出现空载或轻载状态的场合下，限制了变流电路的应用环境。

三电平全桥软开关变流电路的其他结构以及电路工作原理与实施例一相同，在此不再赘述。

实施例三

如图3所示，在实施例一的三电平全桥软开关变流电路的基础上，嵌位二极管d1、d2串联后，以及d3、d4串联后，其两端分别并联飞跨电容。

三电平全桥软开关变流电路的其他结构以及电路工作原理与实施例一相同，在此不再赘述。

实施例四

中点电位不平衡是三电平变流电路必须要解决的问题，本发明公开的三电平全桥软开关变流电路，既可以采用均压电感的方式来实现中点电位平衡，也可以通过检测输入电容压差值动态调整开关管脉宽的方式来实现。

其中，采用均压电感的方式来实现中点电位平衡具体实现方式为：

在实施例一或者实施例二或者实施例三的三电平全桥软开关变流电路的基础上，在三电平全桥软开关变流电路的其中一个三电平桥臂的中点与输入电容c1和输入电容c2的中点之间串联均压电感，如图4所示；或者，在每一个三电平桥臂的中点与输入电容c1和输入电容c2的中点之间串联均压电感，如图5所示。

其中，串联的均压电感可以是一个，也可以是多个均压电感串和/或并联在一起的形式。

电路工作过程中，通过输入电容c1和输入电容c2与均压电感之间进行无功能量交换，实现输入电容c1和输入电容c2的中点电位动态平衡。

以图4为例对实现中点电位平衡的具体实现方式介绍如下：

工作模式1:

开关管q1、q2、q7、q8处于导通状态，均压电感电流通路为o→c1→q1→q2→l1→o。均压电感电流i1由负转正，并持续上升。l1将其能量全部存入c1以后，c1开始将能量存入电感l1，假定在该工作模式下c1共向电感l1存入w1大小的能量。

工作模式2

q1、q8关断，二极管d1、d4与开关管q2、q7导通，均压电感电流通路为o→d1→q2→l1→o，回路压降很小，电感l1存储的能量基本保持不变。

工作模式3

q2、q7关断，q3、q4、q5、q6续流二极管导通，经过一定死区时间后导通q3、q4、q5、q6，均压电感电流通路为o→c2→q4→q3→l1→o。在该阶段内均压电感电流i1由正转负，电感l1将w1大小的能量全部存入c2当中，同时c2将w2大小的能量存入电感l1中。

另外半个周期的工作状态是对称的。

假定在该工作周期内c1电压高于c2电压，且开关管脉宽基本一致，则w1大于w2，c1电压输出能量更多，输入能量更少，c2正好相反。c1电压降低，c2电压升高，经过若干个工作周期后，c1、c2电压达到动态平衡，实现中点电位平衡的效果。

上述实现三电平逆变电路中点电位平衡的电路结构，既可以应用于软开关控制方式，也可以应用于硬开关控制方式。

本发明提出的一种应用于三电平软开关变流电路的控制方法具有控制简单、能够有效实现开关管电压钳位的特性。

如图6所示，开关管q1、q8与q4、q5为互补导通，开关管q2、q7与q3、q6为互补导通。

在同一pwm周期内，q1、q8超前关断，q2、q7滞后关断。

作为优选的实施方式，仅对开关管q1、q4、q5、q8进行pwm调制，q2、q3、q6、q7不进行pwm调制，这样既能够实现q1、q8超前关断，q2、q7滞后关断的效果，又可以保证合适的关断间隔时间，实现零电流关断的效果。

根据三电平逆变电路拓扑特性，q1、q8能够直接受到输入电容c1、c2的电压钳位。在关断时，先关断q1、q8，由于输入电容的钳位作用，q1、q8电压被分别钳位在c1电压、c2电压，此时再关断q2、q7，由于q1与q2电压之和受到母线电压c1与c2电压之和的钳位，而此时q1电压又等于c1电压，因此q2电压能够受到c2电容电压钳位，同理，q7电压能够受到c1电容电压钳位。

在另一pwm周期内，q3、q4、q5、q6可以达到同样的钳位效果。

如图6所示，q1、q8同时导通与关断，q4、q5同时导通与关断，q1、q8又与q4、q5互补导通，因此，q1、q8、q4、q5可以使用同一个脉冲变压器进行驱动电源隔离及驱动功率传输。同理，q2、q7、q3、q6也可以使用同一个脉冲变压器进行驱动电源隔离及驱动功率传输。整个驱动电路在进行设计时，仅需要两个脉冲变压器及相应配套电路即可以完成，无需额外多路隔离电源，大大简化了驱动电路的设计复杂度。

三电平软开关变流电路的工作模式如下：

工作模式1

如图7所示，开关管q1、q2、q7、q8处于导通状态。电流通路为o→c1→q1→q2→lx→t→cx→q7→q8→c2→o，假设饱和电感在此阶段已经饱和，对电路的影响可以忽略，lo足够大，可等效为恒流源且折算至一次电流为ix，此阶段工作原理等效为恒流源给cx充电，cx上的电压线性上升。

工作模式2

如图8所示，q1、q8关断，q2、q7保持导通。q1、q8的结电容在变压器原边电流ix的作用下充电，电压逐渐升高，q3、q4、q5、q6两端电压逐渐降低。当q1、q8电压分别升高到c1、c2电压时，d1、d4导通，电路进入工作模式3。

工作模式3

如图9所示，二极管d1、d4与开关管q2、q7导通，电流通路为o→d1→q2→lx→t→cx→q7→d4→o，副边整流二极管d5、d6导通，将变压器短路，电路等效为由lx、cx组成的lc震荡电路，由于回路寄生电感及变压器漏感的存在，回路中电流不会立刻消失，但是在cx阻挡作用下，回路中的电流在不断衰减，当电流小到lx的饱和电流值时，lx参与工作，lx是饱和电感，一旦退出饱和，电感值将增加至很大，此时回路中的电流基本衰减为零。

工作模式4

如图10所示，开关管q2、q7关断，二极管d1、d4导通。当q2、q7关断时，回路中流过的电流为lx饱和电流，电流很小，q2、q7可以等效为零电流关断。q2、q7结电容在ix的作用下进行充电，电压逐渐升高，q3、q4、q5、q6两端电压逐渐降低。当q2、q7分别升高到c2、c1电压时，q3、q4、q5、q6反并联二极管导通，电路进入工作模式5。

工作模式5

如图11所示，q3、q4、q5、q6反并联二极管导通，回路电流在母线电压的作用下迅速将为0。经过一定的死区时间后，q3、q4、q5、q6导通，由于饱和电感的存在，回路电流很小，q3、q4、q5、q6可以等效为零电流开通。另外半个周期的工作状况是对称的。

从以上的开关过程可以看出，在开关管不并联电容的前提下，由于有一半的开关管可以实现零电流关断，因此可以实现更好的软开关状态。

开关管两端也可以并联电容，用于降低另一半开关管的关断损耗，但需要增加额外电路，保证在空载或轻载状态下，不会出现并联电容直接通过开关管放电的情况。

嵌位二极管d1、d2串联后，以及d3、d4串联后，其两端可分别并联飞跨电容cs1、cs2，在飞跨电容的作用下，上下桥臂开关管可以实一对一换压，在使用更为简单的控制方式的前提下，实现开关管动态电压钳位，但会增加电路的复杂程度。

经实验验证，本发明一种三电平全桥软开关变流电路及其控制方法能够实现与理论分析一致的效果，是一种控制简单方便，能够有效实现各开关管动态电压钳位的三电平软开关拓扑及控制方法。

本发明公开的三电平全桥软开关变流电路及其控制方法在焊机、电解水电源或者充电机等具体产品中都能够得到应用。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。