一种模块化水冷高压电源的制作方法

本发明涉及电源技术领域，特别是一种模块化水冷高压电源。

背景技术：

随着真空电子器件技术的快速发展，速调管作为一种产生微波能的电真空器件，广泛用于雷达、电子对抗、卫星通信、导航、遥感、遥控等设备上。调制电源作为速调管微波系统能量供应者其作用犹如人的心脏。速调管工作时要求电压高、稳定度高、噪声小和频谱特性好等，这对调制电源提出了很高的设计要求。

因此，提出一种模块化水冷高压电源。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种模块化水冷高压电源。

为达到上述目的，本发明采用下述技术方案：

包括：顺次连接的emi电路，整流滤波前级，变换器和高频整流滤波电路，所述emi电路为电源的输入端，高频整流滤波电路为电源的输出端；

还包括与emi电路连接的辅助电源，用于向驱动电路及保护电路供电，所述驱动反馈电路及保护电路与变换器连接，用于驱动变换器和均流；

所述高频整流滤波电路与驱动反馈电路及保护电路连接，向驱动反馈电路及保护电路和外部设备供电。

进一步地，所述emi电路与辅助电源连接，用于滤除干扰信号；所述变换器为llc串联谐振电路，作为电源软开关；

所述llc串联谐振电路包括：开关管q1、q2、q3和q4，二极管d1、d2、d3和d4,二极管dr1、dr2、dr3和dr4,电容cr和cf，电感lr、lm，其中，

开关管q1、q2、q3和q4构成全桥逆变电路；二极管d1、d2、d3和d4为对应开关管q1、q2、q3和q4的寄生二极管；

电感lr、lm，电容cr组成谐振网络；二极管dr1、dr2、dr3和dr4构成全波整流电路，cf为滤波电容。

进一步地，llc谐振变换器电路有两个谐振频率，一个是谐振电感lr和谐振电容cr的谐振频率，一个是lm加上lr与cr的谐振频率，即

进一步地，在开关管q1和q4导通前，llc谐振电流通过与其并联的续流二极管d1和d4，开关管的漏极和源极之间的电压被箝位在0v，此后开通开关管，以实现零电压开通；

在开关管关断时，开关管两端初始电压为零，由于开关管的输出电容两端电压不能突变，足以延迟开关管两端电压的上升，并且此时因负载谐振使通过关断开关管的电流较小，近似为零电压关断。

进一步地，设置谐振网络输入电压的参考方向a正b负，电流的参考方向从a到b，在开关管q2和q3关断瞬间，实际电流方向为从b到a，使电容c1和c4放电，放电结束时，d1和d4续流导通，a点电压为正，b点电压为负，电流流向为从b到a，即谐振网络输入电压为正，电流为负；

在d1和d4续流导通期间，电流减小到零，触发开关管q1和q4开通可使其零电压开通，当开关管q1和q4开通后，a点电压仍为正，b点电压仍为负，电流流向为从a到b，即谐振网络输入电压为正，电流为正，即电流滞后于电压。

进一步地，所述电感lr、lm，电容cr组成谐振网络与二极管dr1、dr2、dr3和dr4构成的全波整流电路通过变压器连接，所述变压器采用串联式变压器，以减小变压器的分布电容。

进一步地，所述驱动反馈电路中设置：控制器和驱动电路，所述控制器设置两路输出，采用负载均分控制器，以实现自动均流。

进一步地，所述驱动电路采用正激电路，具体包括驱动芯片和驱动变压器；

控制器的两路输出pwm送给驱动芯片，经隔直电容连接到驱动变压器，当两路驱动之差为高电平时，电流通过副边二极管导通驱动mosfet的栅极和源极，在栅极和源极间并联稳压二极管；当两路驱动之差为低电平时，副边二极管截止，无法驱动mosfet；

采用三极管回路快速泄放栅极源极间储存的电压以保护栅极。

进一步地，所述保护电路为缓启动电路，与驱动反馈电路连接，缓启动电路用于减小上电瞬间冲击电流对元件的冲击，缓启动电路通过前级整流滤波电路与变换器相连，驱动反馈电路用于给变换器发送控制脉冲和接收反馈信号；

所述缓启动电路采用触发晶闸管短路电阻方式，采用555芯片，第一端口x1，第二端口x2作为输入端口，输出脉冲通过内部三极管放大，提高驱动电流能力，延时时间通过设置其电容和电阻的参数控制。

进一步地，冷却方式采用水冷，所述整流滤波前级采用三相全桥整流电路，用零线作为中线产生交流220v供给辅助电源。

本申请所记载的技术方案提供了一种脉冲重复频率为200khz～600khz的高功率密度调制电源，电源的尺寸为345mm×190mm×85mm，输出直流电压额定值1.2kv，最大额定功率12kw，纹波4％，效率92％左右。此高功率调制电源独具创新地采用水冷方式，拓扑采用llc串联谐振电路，具有体积小、效率高、功率密度大、可靠等优点。相比较传统电源，能输出较大的峰值功率，适合用在国防航天、工业控制、高能物理及医疗设备等要求高的场合等设备上。

通过提高开关器件的工作频率使变换器(特别是变压器、电感等磁性元件)的体积、重量大为减小，通过对关键器件的小型化设计，有效地减小了电源的体积和重量，提高了整个电源的功率密度，采用llc软开关技术，功率器件的瞬态电应力减小，降低了器件的开关损耗，使电源的效率得到很大的提高。

附图说明

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明：

图1系统组成图；

图2电源原理框图；

图3电源主电路原理图；

图4a、4b谐振网络工作分析图；

图5开盖后的外形实物图。

具体实施方式

为了更清楚地说明本发明，下面结合优选实施例和附图对本发明做进一步的说明。附图中相似的部件以相同的附图标记进行表示。本领域技术人员应当理解，下面所具体描述的内容是说明性的而非限制性的，不应以此限制本发明的保护范围。

本实施例提供一种模块化水冷高压电源，此调制电源独具创新地采用水冷方式，拓扑采用llc串联谐振电路，具有体积小、效率高、功率密度大、可靠等优点。相比较传统电源，能输出较大的峰值功率，适合用在国防航天、工业控制、高能物理及医疗设备等要求高的场合等设备上。通过优化设计研制出一款脉冲重复频率为200khz～600khz的高密度调制电源，由于采用水冷设计，可以使结构进一步紧凑，向高压电源的小型化迈出了重要的一步。

如图1所示，所述调制电源向系统中其他设备供电，具体的，本实施例提供的高压电源一种脉冲重复频率为200khz～600khz的高功率密度调制电源，本电源的尺寸为345mm×190mm×85mm，输出直流电压额定值1.2kv，最大额定功率12kw，纹波4％，效率92％左右。

进一步地，如图2所示，该电源的设计如下：

包括：顺次连接的emi电路，整流滤波前级，变换器和高频整流滤波电路，所述emi电路为电源的输入端，高频整流滤波电路为电源的输出端；

还包括与emi电路连接的辅助电源，用于向驱动电路及保护电路供电，所述驱动反馈电路及保护电路与变换器连接，用于驱动变换器和均流；

所述高频整流滤波电路与驱动反馈电路及保护电路连接，向驱动反馈电路及保护电路和外部设备供电。

所述emi电路用于过滤干扰信号；

所述变换器为llc串联谐振电路，作为电源软开关；

本实施例中所述llc串联谐振电路包括：开关管q1、q2、q3和q4，二极管d1、d2、d3和d4,二极管dr1、dr2、dr3和dr4,电容cr和cf，电感lr、lm，其中，

开关管q1、q2、q3和q4构成全桥逆变电路；二极管d1、d2、d3和d4为对应开关管q1、q2、q3和q4的寄生二极管；

电感lr、lm，电容cr组成谐振网络；二极管dr1、dr2、dr3和dr4构成全波整流电路，cf为滤波电容。

1.llc串联谐振变换器

谐振变换器在传统硬开关电路拓扑中适当增加谐振元件，利用这些谐振元件的作用，使其功率开关的电流或电压波形变为正弦波﹑准正弦波或局部正弦波。全桥llc谐振变换器以其效率高、全范围软开关、器件电应力小等优点,越来越多地应用于大功率场合，它具有其独特的优势：

⑴.使用调频控制，输出电压不会受到占空比丢失的影响，扩大了输出电压范围，在零到全负载范围内具有zvs功能；

⑵.mosfet关断电压低，因此变换器的关断损耗是非常低的；

⑶.高输入电压下具有高效率，可以在正常工作条件下对变换器进行最优化设计；

⑷.变换器二次侧没有滤波电感，二次侧整流管电压应力低，其上电压可减少到输出电压的1/2倍；

⑸.变换器的磁性元件能很容易的集成到一个磁心上，变压器的漏感和励磁电感也能被利用。

本文采用了llc串联谐振拓扑结构，主电路如图3所示，该电路主要由全桥逆变电路、llc串联谐振电路、高频变压器和高频整流电路组成。

输入直流电压首先经过全桥llc串联谐振电路，控制芯片产生两路互补的脉冲，经过驱动电路放大整形以后，分别送到逆变桥的四个功率场效应管的栅极，通过控制四个开关管q1～q4两两交替通断，将直流转换为高频交流方波电压，经过谐振电容器和变压器振荡和降压以后，在变压器次级形成高频交变电压，然后经过全波整流，π型滤波，单路高频整流输出600v，两路串联得到1.2kv的电压。

对于全桥llc串联谐振电路，在开关管(例如q1和q4)导通前，llc谐振电流通过与其并联的续流二极管(例如d1和d4)，开关管的漏极和源极之间的电压被箝位在0v，此后开通开关管，可以实现零电压开通；

在开关管关断时，开关管两端初始电压为零，由于开关管的输出电容两端电压不能突变，足以延迟开关管两端电压的上升，并且此时因负载谐振使通过关断开关管的电流较小，这样开关管的关断损耗是很低的，近似为零电压关断。

llc谐振变换器电路有两个谐振频率，一个是谐振电感lr和谐振电容cr的谐振频率，一个是lm加上lr与cr的谐振频率，即

为了实现零电压开关，必须使谐振网络始终工作在感性状态。设谐振网络输入电压的参考方向a正b负，电流的参考方向从a到b。在开关管q2和q3关断瞬间，如图4(a)所示，实际电流方向为从b到a，使电容c1和c4放电，放电结束时，d1和d4续流导通，a点电压为正，b点电压为负，电流流向为从b到a，即谐振网络输入电压为正，电流为负。

在d1和d4续流导通期间，电流减小到零，触发开关管q1和q4开通可使其零电压开通，如图4(b)所示，当开关管q1和q4开通后，a点电压仍为正，b点电压仍为负，电流流向为从a到b，即谐振网络输入电压为正，电流为正。从以上的分析可知，当谐振网络电压为正后，过段时间电流才为正，即电流滞后于电压。

2.串联式变压器

磁性器件占据了电源相当一部分的体积，特别在高压电源中，受限于传统绕制工艺及绝缘要求，其磁性器件的高度很难再降低，小型化比较困难。

由于高压变压器次级匝数ns比较大，次级会等效出一个较大的寄生并联电容crs，容值大约几十皮法；而初级匝数np通常较少，容值crp可以忽略。根据式：

可以估算出高压变压器的初级等效并联电容大约有几纳法。变压器的自然振荡频率如式：

当工作频率高于f0时，变压器初级输入阻抗呈容性，随着频率的增加，其阻抗不断减小，变压器的无功功率不断增加，变换器整体损耗增大，输出功率下降。在实际使用情况中，高压变压器由于cr较大，在未开气隙的情况下，初级自感lp也较大，这使得f0较小，从而限制了变压器的工作频率的提升。在频率较高的情况时，分布电容及漏感对电源性能的影响很明显：分布电容与变压器线圈的漏感组成振荡回路产生振荡。

当输入脉冲电压的上升或下降率大于振荡波形的上升或下降率的时候，振荡回路就吸收能量，使输入脉冲波形的前、后沿都变差；而当输入脉冲电压的上升或下降率小于振荡波形的上升或下降率的时候，振荡回路就会释放能量，使电路产生振荡。如果振荡回路的品质因数比较高，电路就会产生寄生振荡，并产生emi干扰。大的分布电容会造成电源初级无功电流增加，引起功率管和变压器的损耗加大，所以要提高高压电源的性能需要减小变压器的分布电容，利用多个变压器串联可以减小变压器的分布电容。

3.均流和驱动电路

以uc2907作为控制器的均流原理是：多个并机工作的电源模块带载上电启动均流时，是根据哪台模块输出的电流最大，其内部的基准7号端子vref的电压最高，它就主动成为主模块，其他从模块通过均流母线检测到主模块的vref后，开始改变自身模块的内部调整放大器的输出，以增大各自的基准电压vref，在不断的调整以提高基准电压vref后，最靠近主模块基准电压vref的从模块，将最先和主模块达到均流，按照从模块输出电流的大小排列，先后依次由主模块的输出电流基准均流整定，各个从模块的基准电压vref达到和主模块完全一样后，全部实现自动均流。

驱动电路要求前后沿陡，以减小主开关管的损耗。本设计采用正激电路作为驱动电路，此驱动电路具有驱动波形前后沿陡，响应速度快的特点，上升时间只有几百纳秒。控制器的两路输出pwm送给驱动芯片ixdn614，经隔直电容连接到驱动变压器，当两路驱动之差为高电平时，电流通过副边二极管导通驱动mosfet的栅极和源极，由于栅极和源极间并联了稳压二极管，驱动电压稳定在+15v左右，当两路驱动之差为低电平时，副边二极管截止，无法驱动mosfet，为了保护栅极，通过三极管回路快速泄放栅极源极间储存的电压。

4.缓启动电路

由于输出功率较大，输入测储能电容为1000uf，输入电流约为25a，为了保证上电瞬间冲击电流不至于冲坏元件，需要设计缓冲电路，常见的缓冲电路利用接触器或继电器吸合短路电阻的方式，但本方案中，由于空间有限以及电流过大，正常流经的电流接近20a，常见继电器方式已经无法实现，断路器又体积过于庞大，所以采用触发晶闸管短路电阻方式，d1为555芯片，x1，x2为输入+15v端口，输出脉冲通过v1，v2三极管放大，提高驱动电流能力，延时时间通过c2，r1参数来控制。

5.结构和散热

该电源的结构和散热设计是一个难题。由于电源体积过于紧凑，功率密度大，采用一般的风冷方式已经无法满足要求，所以采用先进的水冷方式，这样可以大大地提高散热效率，使电源能稳定工作。冷板壳体由一块铝材整体铣加工而成，水道设计电气设计师和结构设计师协同合作进行，电气设计师考虑器件的高度，发热量大小，电气布局可行性，结构设计师考虑结构设计方案的可行性，给电气更改布局建议。为了构成水路循环，避开高度超高的器件，通过综合考虑发热器件的高度和热量，合理安排布局位置，多次协商才以实现。

由于电源的额定功率为12kw，为降低主开关管导通损耗，需要降低导通电阻，主开关管可采用mosfet并联的方式实现，实际开关管的损耗要高于此值。另外，由于高频整流二极管上流过10a的平均电流，其发热量不容忽视，前级整流二极管，变压器，谐振电容，谐振电感都是发热量较大的器件，经测得本电源的效率约为92％左右，通过计算额定损耗pon(max)≈900w。

水流速按2m/s算，水流量2.3l/min，本设计按温升δt＝5℃计算，冷却功率950w。

入液温度为25℃时，测得实际出液温度31℃，实际最高温升6℃，冷却效果良好，能够满足应用需求。打开面板后的结构图如图5所示。

显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定，对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动，这里无法对所有的实施方式予以穷举，凡是属于本发明的技术方案所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之列。