采用单周控制和SVPWM相结合的三相四线制APF控制方法与流程

本发明属于分布式电源及微电网技术领域，尤其涉及一种采用单周控制和svpwm相结合的三相四线制apf控制方法。

背景技术：

为解决能源短缺和环境污染问题，人类加快了对分布式电源及微电网研究的步伐。分布式电源最大的特点是可再生、无污染和灵活。近年来作为分布式电源有效载体的微电网越来越受到世界各国的重视。大电网一般难以到达我军西藏、新疆边防哨所和南海独立岛礁等这些偏远艰苦地区，在这些太阳能和风能资源较好的地区，可建设小型独立微网，用以解决偏远地区部队供电保障难题。由分布式电源和非线性负载组成的小型独立微网中含有大量的谐波，这些谐波严重影响了当地部队的供电质量，且过大的谐波含量可能导致小型独立微网运行不稳定，甚至造成安全事故，因此对小型独立微网中的谐波进行治理很有必要。小型独立微网中常用三相四线制apf进行谐波抑制，三相四线制apf按主电路结构可分为四桥臂和三桥臂，按电平数可分为两电平、三电平和多电平。三相四线制apf若选取三桥臂结构，结构简单、成本较低，但直流侧电压控制效果不理想；四桥臂结构apf的主电路和控制电路需要更多的开关器件和控制器件，但四桥臂结构中各桥臂都是独立控制互不影响的，正因为如此，四桥臂比三桥臂补偿能力更强，直流电压利用率更高。目前三相四桥臂apf一般采用3d-svpwm控制方法，不仅需要谐波检测电路而且区间判断条件多，控制结构复杂；若对三相四桥臂采用单周控制的方法，虽然省去了谐波检测电路，但是开关动作频繁，开关损耗大。

综上所述，现有技术存在的问题是：三相四桥臂apf控制方法若采用svpwm控制，则区间判断条件多，控制结构复杂；若采用单周控制，则开关动作频繁，开关损耗大。

技术实现要素：

针对现有技术存在的问题，本发明提供了一种采用单周控制和svpwm相结合的三相四线制apf控制方法。

本发明是这样实现的，一种采用单周控制和svpwm相结合的三相四线制apf控制方法，所述采用单周控制和svpwm相结合的三相四线制apf控制方法包括：

步骤一，判断电压矢量所在的扇区，根据电压矢量所在扇区生成信号选择相应的两桥臂开关和两相电流；

步骤二，直流电容电压vc通过与参考电压vref进行相减运算得到的结果经过pi调节可得到vp，对得到的vp进行积分后与之前选择的电流在采样电阻上的压降相比较得到控制方程，控制三相电流桥臂上开关的闭合与断开；

步骤三，零线桥臂上开关的闭合及断开需保证有源电力滤波器工作在三相四线制状态；零线电流单独采用单周控制来对其电流进行补偿。

进一步，所述svpwm将三相坐标系转变为两相60°αβ坐标系中；a相的sap关断，b相中的sbp导通和c相中的scp关断，状态用二进制码表示为010；如图2所示为逆变器的输出电压矢量分布图，v0和v7为零矢量，v1、v2、v3、v4、v5、v6为基本矢量，平面被基本矢量分成六部分，每个区间为60°；1区间和2区间中有效矢量v1～v3的c相始终为0，scp一直都是断开状态，只有a、b相的开关状态在导通和关断之间切换；扇区ⅰ包含1和2，同理可知扇区ⅱ包含3和4、扇区ⅲ包含5和6。可以得到新的电压矢量判断条件，如表1所示。

表1新的电压矢量判断条件

进一步，根据表1，当矢量旋转到区间ⅰ内时，c相scp关断，dc＝0，将dc＝0代入式得到区间ⅰ的控制方程：

分别得到区间ⅱ和ⅲ的控制方程：

进一步，对零线电流单独进行单周控制，其控制方程为：

3vpdo＝rsisn

进一步，虑到单周控制采用峰值电流检测的方式和电感电流中纹波电流的存在，将导致三相四线制系统中有害的直流分量，区间ⅰ的控制方程为：

同理区间ii、iii的控制方程为：

式中vsa、vsb、vsc为三相电源电压，isa、isb、isc为三相电源电流，isn为零线电流，da、db、dc为三相开关占空比，do为零线开关占空比，vdc为直流侧电压，其中re为系统中包括非线性负载和有源电力滤波器等所有的等效电阻，rs为采样电阻。

本发明的优点及积极效果为：

本发明是将单周控制、svpwm控制结合起来从而得到新型的控制方法。该方法不仅简化了控制结构，降低了开关损耗，也有效地抑制了系统中的直流分量。对于三相四线制apf系统，传统单周控制原理是将四个单周控制器结合在一起，分别接入各相线中从而独立地对三相和中线电流进行单周控制，每个单周控制器单独控制一个桥臂上的两个开关。四个单周控制器件独立地工作便实现了系统的单周控制。传统单周控制方法如图3所示需要4个rs触发器，4个可复位积分器，但是新型的控制方法如图4所示只需要3个rs触发器，2个可复位积分器，相比传统的单周控制减少了1个rs触发器、2个可复位积分器和加法器以及减法器。目前三相四桥臂apf的控制多采用3d-svpwm方法，这种方法控制区间复杂，而采用单周控制和svpwm相结合的方法，则只需三个控制区间，减少了开关开断次数，降低了开关损耗，并且新型控制方法和svpwm方法单独使用相比较，省略了谐波检测电路，控制结构得到了较大的简化。单周控制的优点是不需要谐波检测电路，但是开关动作频繁，开关损耗大，且在三相四线制系统中存在有害直流分量；svpwm控制方法直流电压利用率高，但需要谐波检测电路，控制结构复杂。本发明采用单周控制和svpwm相结合的控制方法可以弥补以上方法单独控制时的不足；不仅能够省去谐波检测电路，而且能简化扇区判断条件，降低了开关开断次数和开关损耗。

附图说明

图1是本发明实施例提供的采用单周控制和svpwm相结合的三相四线制apf控制方法流程图。

图2是本发明实施例提供的变流器输出电压矢量分布示意图。

图3是本发明实施例提供的三相四线制apf采用传统单周控制方法示意图。

图4是本发明实施例提供的改进单周控制和svpwm相结合控制图。

图5是本发明实施例提供的不同电感值补偿电流波形图；

图中：(a)l＝7e-3h；(b)l＝5e-3h；(c)l＝4e-3h。

图6是本发明实施例提供的不同电感值时电网电流波形图；

图中：(a)l＝7e-3h；(b)l＝5e-3h；(c)l＝4e-3h。

图7是本发明实施例提供的不同电容值时直流侧电压波形示意图；

图中：(a)c＝4e-3f；(b)c＝5e-3f；(c)c＝6e-3f。

图8是本发明实施例提供的pi控制框图。

图9是本发明实施例提供的不同比例系数时的a相电压波形图；

图中：(a)kp＝14；(b)kp＝15；(c)kp＝16；(d)kp＝17。

图10是本发明实施例提供的不同积分系数时的a相电压波形图；

图中：(a)ki＝30；(b)ki＝100；(c)ki＝300。

图11是本发明实施例提供的电源对称、负载平衡情况下滤波前电流波形图和频谱分析示意图；

图中：(a)滤波前电流波形图；(b)滤波前a相电流频谱分析。

图12是本发明实施例提供的电源对称、负载平衡情况下滤波后电流波形图和频谱分析示意图；

图中：(a)滤波后电流波形图(b)滤波后a相电流频谱分析。

图13是本发明实施例提供的电源对称、负载不平衡情况下滤波前后电流波形图；

图中：(a)滤波前电流波形图；(b)滤波后电流波形图。

图14是本发明实施例提供的电源对称、负载不平衡情况下滤波前后a电流频谱分析示意图；

图中：(a)滤波前a相电流频谱分析；(b)滤波后a相电流频谱分析。

图15是本发明实施例提供的电源对称、负载不平衡情况下滤波前后零线电流频谱分析示意图；

图中：(a)滤波前零线电流频谱分析；(b)滤波后零线电流频谱分析。

图16是三相四线制并联型apf原理图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

下面结合附图对本发明的应用原理作详细的描述。

如图1所示，本发明实施例提供的采用单周控制和svpwm相结合的三相四线制apf控制方法包括以下步骤：

s101：判断电压矢量所在的扇区，根据电压矢量所在扇区生成信号选择相应的两桥臂开关和两相电流；

s102：直流电容电压vc通过与参考电压vref进行相减运算得到的结果经过pi调节可得到vp，对得到的vp进行积分后与之前选择的电流在采样电阻上的压降相比较得到控制方程，对三相电流桥臂上开关的闭合与断开进行控制；

s103：零线桥臂上开关的闭合及断开需保证有源电力滤波器工作在三相四线制状态；零线电流单独采用单周控制来对其电流进行补偿。

下面结合附图对本发明的应用原理作进一步的描述。

1、改进svpwm

svpwm的基本思路是通过一定的规律控制各相桥臂上开关的开断从而形成pwm波。在本发明中，将开关器件组成的逆变电路当作一个系统看待，通过对比参考矢量和系统输出端额定电压矢量来确定各个开关器件的闭合与断开时间，从而可以得到两个零矢量和六个基本矢量。

图16为三相四线制并联型apf原理图，图中三相电压源vsa、vsb、vsc，三相电源电流isa、isb、isc，零线电流isn，补偿电流ica、icb、icc和零线的补偿电流icn，非线性负载电流ioa、icb、ioc、ion，直流侧电压vdc。本发明有源电力滤波器中提出的改进svpwm是将三相坐标系转变为两相60°αβ坐标系中，具体推导过程：如a相的sap关断，b相中的sbp导通和c相中的scp关断，这一状态用二进制码表示为010。如图2所示为逆变器的输出电压矢量分布图，v0和v7为零矢量，v1、v2、v3、v4、v5、v6为基本矢量，平面被基本矢量分成六部分，每个区间为60°。1区间和2区间中有效矢量v1～v3的c相始终为0，scp一直都是断开状态，只有a、b相的开关状态在导通和关断之间切换。那么扇区ⅰ包含1和2，同理可知扇区ⅱ包含3和4、扇区ⅲ包含5和6。由分析可以得到新的电压矢量判断条件，如表1所示。

表1新的电压矢量判断条件

区间条件1条件2

ⅰvsb-vsc＞0vsc-vsa≤0

ⅱvsc-vsa＞0vsa-vsb≤0

ⅲvsa-vsb＞0vsb-vsc≤0

由表1可知，当矢量旋转到区间ⅰ内时，c相scp关断，dc＝0，将dc＝0代入式得到区间ⅰ的控制方程：

同样的方法可分别得到区间ⅱ和ⅲ的控制方程：

式中da、db、dc为三相开关占空比，do为零线开关占空比。

2、单周控制和svpwm结合的新型控制方法，单周控制和svpwm结合的新型控制方法具体推导如下：首先根据表1判断电压矢量所在的扇区，而后根据电压矢量所在扇区生成信号选择相应的两桥臂开关和两相电流。直流电容电压vc通过与参考电压vref进行相减运算得到的结果经过pi调节可得到vp,对得到的vp进行积分后与之前选择的电流在采样电阻上的压降相比较得到控制方程，控制三相电流桥臂上开关的闭合与断开，零线桥臂上开关的闭合及断开要考虑其它三桥臂开关的闭合及断开情况，如电源电压矢量在区间ⅰ时，c相上桥臂关断，则零线上桥臂导通，以保证有源电力滤波器工作在三相四线制状态。零线电流单独采用单周控制来对其电流进行补偿。

联合方程和(2)可得

re为系统中包括非线性负载和有源电力滤波器等所有的等效电阻，在实际的控制中，re一般是不能直接获得的，为了便于仿真参数的选取和设置引入物理量vp，即：

上式中rs为采样电阻。

可得区间ⅰ的控制方程：

同理可得区间ⅱ和ⅲ的控制方程。

本发明对零线电流单独进行单周控制，其控制方程为：

3vpdo＝rsisn(9)

本发明考虑到单周控制采用峰值电流检测的方式和电感电流中纹波电流的存在，会导致三相四线制系统中产生有害的直流分量，将区间ⅰ的控制方程改为如下

同理区间ii、iii的控制方程改为：

根据推导所得的方程列出各扇区相应开关和电流选择表，如表2所示。

表2各扇区相应开关和电流选择

又根据表2和相应方程画出改进单周控制和svpwm结合控制框图，如图4所示。

3、滤波器参数对滤波效果的影响

有源电力滤波器的参数设置决定了其补偿性能，也对其成本有一定的影响。而本发明采用的新型控制方法和传统的控制方法有所不同，所以其参数的设置也不能按照传统的设置方法来选取。本发明通过仿真实验观察了滤波电感，直流侧电容和pi参数对滤波效果的影响，最后确定了适合三相四线制apf的主电路参数。

3.1滤波电感参数调节

本发明采取的新型控制方法只需要检测电网电流和直流侧电容电压，在对非线性负载补偿电流的过程中，补偿性能取决于电网电流的跟踪能力，即电流对时间的微分值。而在一定条件下，微分值与电感值成反比。在滤波电感取不同值时，a相补偿电流和滤波后的电流波形如图5和图6所示。

通过对比分析图5和图6可知，电网电流的跟踪能力和电感值变化趋势反向，也就是说当电感值越小的时候电网电流的跟踪能力越强，但同时补偿电流中的纹波和电感值变化趋势同向，也就是说当电感值越大的时候补偿电流中的纹波幅值越大。本发明综合考虑电流补偿能力和脉动电流两方面的因素，即在保证补偿电流有较强的跟踪负载的能力的前提下纹波电流也相对较小，最终确定电感值为l＝5e-3h。

3.2直流侧电容参数调节

直流侧电容参数包括直流侧电压和电容值这两个方面，两者是关乎到apf补偿效果和经济成本的关键因素。

(1)电容电压uc选取

本发明的仿真过程中，为了保证能量能在apf电路中双向流通，电容电压最小应大于交流电源线电压峰值的1.3倍，即本发明选取电容电压值uc＝800v。

(2)电容c的选取

apf和电源进行能量交换的这一过程会导致电容电压波动。

设电容电压的最小值为ucmin，最大值为ucmax，那么每一段流经电容的能量为：

在一个周期t内能量平均变化速率为：

设λ为电容电压波动范围，则有：

设p为apf容量，则必须满足下式才能将电压波动限定在一定范围：

q>p(16)

推倒可知λ值随着电网电流波动幅度的变化而变化，波动幅度越大，λ值越大。由仿真和实验得到λ的经验值为2％—5％。

由图7知电容值越大电压波动越小，同时电容如果选取太大，成本也会随之增大。综合考虑电压波动和成本两方面的因素，及在保证电压波动比较小的前提下，尽量降低成本，最后选取的电容值为c＝5e-3f。

3.3单周控制器中pi调节参数的调节

(1)pi控制基本原理

在控制系统中相比其它控制方法而言，pi控制是研究最早也最经典的控制方法，目前这种经典的控制方法依旧在不断发展变化，pi控制简单、可靠性高，如图8所示为pi控制框图。

pi是一种线性控制，其输入x(t)与输出y(t)的偏差为：

e(t)＝y(t)-x(t)(17)

pi的控制规律为：

将上式写成传递函数的形式为：

式中，kp为比例系数；ki为积分系数。

(2)比例系数的调节

比例环节代表了当前的信息，它的基本原理是对控制对象的值和参考对象的值之间的误差进行监控，当有误差信号产生时，pi控制器开始起作用，对误差信号进行调节直至误差信号减小到零为止。如图9为pi控制器取不同比例系数时的a相电压波形图。

由图9分析可知，当比例系数取14时，在t＝0.02s时偏差才调节为零；但在取15时，偏差很快就消除；在比例系数取17时便出现了超调现象。本发明的比例系数选取为15。

(3)积分系数的调节

积分环节调节精度比比例环节要高，但速度相对较慢。积分环节消除误差的能力和积分系数ki的取值有关，在一定范围内，调节对象达到稳态的时间与积分系数值的变化趋势相反。

如图10所示为不同积分系数时的a相电压波形图，由图可知积分系数取到300时达到稳态的时间最短，积分系数取30时达到稳态的时间最长。本发明的pi控制器中积分系数选300。

apf主电路参数选取如表3所示：

表3apf主电路参数

下面结合仿真对本发明的应用效果作详细的描述。

1、电源对称、负载平衡情况下的仿真分析

仿真条件：三相电源线电压为380v，频率为50hz，平衡负载由不可控整流桥带并联rc电路组成，r＝10ω，c＝5μf。

对比图11(a)和12(a)可以看出，安装三相四线制apf前三相电流波形发生了很大的畸变，是因为三相电流中含有大量谐波的原因；安装三相四线制apf后三相电流波形十分接近正弦波，而零线电流在滤波前后幅值都基本为零，是因为电源对称、负载对称的原因。对比图11(b)和12(b)可以看出，安装三相四线制apf前a相电流的谐波畸变率为17.25％，主要含有5、7次谐波，同时可以看出输出电流中直流分量也达到了1.32％；安装apf后a相电流的谐波畸变率降低为3.48％，达到国家标准5％，电能质量有所提高。同时可以看出5、7次谐波含量也比滤波前降低很多，直流分量也由滤波前的1.32％降低为滤波后的0.57％，因此基于单周控制的三相四线制apf对直流分量的抑制有较好的作用。对比图11和图12的波形图及频谱分析图，说明基于单周控制和svpwm的三相四线制apf滤波效果较好。

2.电源对称、负载不平衡情况下的仿真分析

仿真条件：三相电源线电压为380v，频率为50hz，平衡负载由不可控整流桥带并联rc电路构成，r＝10ω，c＝5μf。不平衡负载由单相整流桥带并联rc电路构成，r＝10ω，c＝5μf。

从图13可以看出，在不平衡负载条件下，安装三相四线制apf前三相电流波形发生了很大的畸变，是因为三相电流中含有大量谐波的原因，零线电流波形也发生了畸变是因为加入不对称负载的缘故；安装三相四线制apf后三相电流波形十分接近正弦波，而零线电流在滤波后幅值波动也不大。从图14可以看出，在不平衡负载条件下，安装三相四线制apf前a相电流的谐波畸变率为16.88％，主要含有5、7次谐波；安装apf后a相电流的谐波畸变率降低为3.93％，达到国家标准5％，电能质量有所提高。同时可以看出5、7次谐波含量也比滤波前降低很多，直流分量也由滤波前的1.32％降低为滤波后的0.57％，基于单周控制的三相四线制apf对直流分量的抑制也有一定的作用。从图15可以看出，安装三相四线制apf前零线电流的谐波畸变率为76.5％，安装apf后零线电流的谐波畸变率降低为15.92％。对比图13-图15的波形图及频谱分析图，实验结果表明基于新型控制方法的三相四线制apf能显著提高电能质量，有效抑制电路中的直流分量，对零线电流也有较好的补偿效果。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。