本实用新型涉及电力电子变换器技术领域，具体涉及一种开关电容型准开关升压DC-DC变换器。
背景技术：
近年来，随着传统的化石能源(如煤炭、石油等)的日益消耗和枯竭，探索研究和开发新型清洁的可再生能源变得刻不容缓。进而对太阳能光伏发电、燃料电池等可再生能源并网发电技术的研究得到了越来越广泛的重视。但是由于单个燃料电池和光伏太阳能板的输出电压往往比较低，通常需要具有更高输出电压增益的DC-DC变换器作为接口变换器来把较低的电池电压转换到足够高的能满足并网逆变器的接口直流电压，然后以并网进行发电。但许多升压 DC/DC变换器由于受到占空比、发热和损耗的限制，无法实现大幅度的升压，如Boost变换器，其电压增益为1/(1-D)，D为占空比，但由于寄生参数的影响，其输出电压增益受到了限制；又如Z源直流变换器，其电压增益为1/(1-2D)，较Boost变换器有了一定的提高，但依旧由很大的提升空间，此外它还存在输入输出不共地、开关电压应力高等问题。
技术实现要素：
本实用新型的目的在于克服上述现有技术的不足，提供一种具有更高输出电压增益的开关电容型准开关升压DC-DC变换器。
本实用新型电路中具体包括输入直流电压源，由第一电感，第一电容，第一二极管，第二二极管和第一MOS管构成的准开关升压网络，由第二电容，第四二极管，第三电容，第五二极管构成的开关电容网络，第二MOS管，第三二极管，第四电容和负载电阻。
本实用新型电路的具体连接方式为：所述输入直流电压源的一端与第一电感的一端连接；所述第一电感的另一端分别与第一二极管的阳极和第一MOS 管的漏极连接；所述第一二极管的阴极分别与第一电容的正极、第二电容的负极、第二MOS管的漏极和第三二极管的阳极连接；所述第一电容的负极分别与第一MOS管的源极和第二二极管的阳极连接；所述第三二极管的阴极分别与第四二极管的阳极、第三电容的负极和第四电容的正极连接；所述第四二极管的阴极分别与第五二极管的阳极和第二电容的正极连接；所述第五二极管的阴极分别与第三电容的正极和负载电阻的一端连接；所述负载电阻的另一端分别与第四电容的负极、第二MOS管的源极、第二二极管的阴极和输入直流电压源的负极连接。
该变换器稳态输出时的电压增益G为：
其中Vo表示变换器负载侧的输出电压，Vi为输入直流电压源的输入电压，D为占空比。
与现有技术相比本实用新型具有如下优点：结构简单，控制方便；且相比于传统的开关电容Boost变换器(其输出电压增益为G＝2/(1-D))和Z源升压变换器(其对应的输出电压增益为G＝1/(1-2D))，在相同的输入电压和占空比的情况下，具有更高的输出电压增益为G＝2/(1-2D)。且电源电流连续，输入与输出之间共地，开关应力较低，不存在电路启动冲击电流等，因此本实用新型电路具有很广泛的应用前景。
附图说明
图1是实施方式中的一种开关电容型准开关升压DC-DC变换器的电路图；
图2a是图1所示电路在第一MOS管和第二MOS管同时导通时，在一个开关周期内的工作模态图。
图2b是图1所示电路的第一MOS管和第二MOS管同时关断时，在一个开关周期内的工作模态图。
图3a是本实用新型实例中所述变换器与开关电容Boost变换器和传统准Z源变换器的输出电压增益对比曲线图。
图3b是以Vin＝15V，占空比D＝0.3为例给出了本实用新型实例中电路中相关变量的仿真结果。
具体实施方式
以下结合实施例及附图对本实用新型作进一步详细的描述说明，但本实用新型的实施方式不限于此。需指出的是，以下若有未特别详细说明之过程或参数，均是本领域技术人员可参照现有技术理解或实现的。
本实施例的基本拓扑结构和各主要元件如图1所示。为了验证方便，未特别说明的情况下电路结构中的器件均视为理想器件。一种开关电容型准开关升压DC-DC变换器，其包括输入直流电压源Vin，由第一电感L1，第一电容C1，第一二极管D1，第二二极管D2和第一MOS管S1构成的准开关升压网络，由第二电容C2，第四二极管D4，第三电容C3，第五二极管D5构成的开关电容网络，第二MOS管S2，第三二极管D3，第四电容C4和负载电阻RL。
本实例中设定第一MOS管S1和第二MOS管S2的驱动信号为VGS1、VGS2，第一电感L1电流为iL1、第一电容C1电压为VC1、第二电容C2电压为VC2、第三电容C3电压为VC3、第四电容C4电压为VC4。设定占空比为D，设定开关周期为Ts。
如图2a和图2b所示，图中实线表示变换器中有电流流过的部分，虚线表示变换器中没有电流流过的部分。并一种开关电容型准开关升压DC-DC变换器在一个开关周期(0,Ts)内不同阶段的2个工作模态，分别描述如下：
工作模态1(0<t<DTs)：如图2a所示，第一MOS管S1和第二MOS管 S2同时开通，第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第五二极管 D5反向截止，第四二极管D4正向导通。则此时输入直流电压源Vin和第一电容C1通过第一MOS管S1和第二MOS管S2一起给第一电感L1充电，第四电容C4通过二极管D4和第二MOS管S2给第二电容C2充电，同时第三电容C3和第四电容C4串联一起向负载电阻RL供电。
此工作模态下，相关电气参数关系式为：
VL1_on＝Vin+VC1 (1)
VC2＝VC4 (2)
Vo＝VC3+VC4 (3)
其中，VL1-on表示第一MOS管S1和第二MOS管S2同时导通期间第一电感L1两端的电压，Vo表示变换器负载侧的输出电压。
工作模态2(DTs<t<Ts)：如图2b所示，第一MOS管S1和第二MOS管 S2同时关断，则第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第五二极管 D5导通，第四二极管D4关断。则此时输入直流电压源Vin与第一电感L1通过二极管D1、二极管D2和二极管D3向第一电容C1和第四电容C4一起充电，第二电容C2给第三电容C3充电。同时，输入直流电压源Vin与第一电感L1和第二电容C2串联一起向负载电阻RL供电。此工作模态下，相关电气参数关系式为：
VL1_off＝Vin-VC1 (4)
VC1＝VC4 (5)
VC2＝VC3 (6)
Vo＝VC2+VC1 (7)
其中，VL1-off表示第一MOS管S1和第二MOS管S2同时关断时第一电感 L1两端的电压。
根据以上分析，对第一电感L1运用伏秒平衡原理，即电感电压在一个开关周期内的平均值为零，联立式(1)和(4)可得
D(Vin+VC1)+(1-D)(Vin-VC1)＝0 (8)
则联立式(2)、(3)、(5)、(6)、(7)和(8)可求得稳态时电容电压和输出电压的表达式分别为：
则本实用新型实例中所述的一种开关电容型准开关升压DC-DC变换器稳态输出时的电压增益G为：
如图3a所示为本实用新型实例中电路的输出电压增益曲线与开关电容 Boost变换器和传统准Z源变换器的电压增益曲线比较图。由图可知，本实用新型实例中电路在占空比D不超过0.5的情况下，输出电压增益G就可以达到很大，明显高于其他两种变换器的电压增益，且本实用新型实例中电路的占空比D不会超过0.5。
图3b以Vi＝15V，占空比D＝0.3为例给出了本实用新型实例中电路中相关变量的仿真结果。D＝0.3时，对应的输出电压增益G＝5，第一电容、第二电容、第三电容、第四电容的电容电压(VC1、VC2、VC3、VC4)都等于37.5V，输出电压Vo＝75V。此外，图3b中还给出了第一电感电流iL1的波形以及第一MOS 管S1和第二MOS管S2的驱动信号(VGS1、VGS2)的波形。
综上所述，本实用新型提出的一种开关电容型准开关升压DC-DC变换器，结构简单，控制方便；相比于开关电容Boost变换器和传统的准Z源变换器，在相同的输入电压和占空比的情况下，具有更高的输出电压增益。且电源电流连续，输入与输出之间共地，在电路启动瞬间不存在启动冲击电流，因此本实用新型电路具有很广泛的应用前景。
上述实施例为本实用新型较佳的实施方式，但本实用新型的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本实用新型的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本实用新型的保护范围之内。