一种三绕组耦合电感倍压式单开关管升压直流变换器的制造方法
【专利摘要】本发明公开了一种三绕组耦合电感倍压式单开关管升压直流变换器，属于电力电子变换器的技术领域。变换器包括：驱动单元、第一倍压单元、第二倍压单元以及输出单元，驱动单元、第一倍压单元、第二倍压单元共用一个开关管，简化了控制，提高了变换器功率密度，以较小的占空比和耦合电感匝比实现了较高的电压增益，扩展了变换器的应用范围。
【专利说明】
-种H绕组輔合电感倍压式单开关管升压直流变换器
技术领域
[0001 ]本发明公开了 一种=绕组禪合电感倍压式单开关管升压直流变换器，尤其是一种 适用于高电压增益场合的升压直流变换器，属于电力电子变换器的技术领域。
【背景技术】
[0002] 在不间断电源（UPS)Uninterr叩tible Power Supply)系统、高压气体放电灯 化ID，High Intensity Discharge)系统、燃料电池及太阳能电池等新能源发电系统中，需 要将较低的直流电压变换为较高的直流电压W供使用。传统的boost变换器在理论上可W 采用极限占空比W获得很大的电压增益，然而在实际应用中，由于器件寄生参数的影响，在 采用较大占空比（大于0.8)时，其转换效率大大下降。典型的正激和反激变换器可W通过调 节应比实现高电压增益，但是变压器的漏磁会导致开关管关断时出现较大的电压尖峰，而 且漏磁能量没有被有效利用。因此传统的boost变换器和典型的正激反激变换器均不适用 于具有高增益要求的低电压输入高电压输出场合。
[0003] 为提高升压变换器的增益，申请号为201310377481.3的专利公开了一种两绕组禪 合电感倍压式单开关高增益变换器，通过在传统boost单元之后级联禪合电感倍压单元，抑 制了开关管关断时的电压尖峰，降低了开关管承受的电压应力，回收了漏感能量，提高了电 压增益。该专利公开的变换器，在开关管导通时将直流电源的能量储存在副边绕组和第二 电容中，副边绕组和第二电容储存的电能在开关管关断时向负载供电，可见，直流电源没有 直接给负载供电，电源利用率不高。在一定应数比和占空比条件下电压增益并不够大，而增 大应数比会使变换器体积和重量增加并会使禪合电感线性度变差，增大占空比会导致导通 损耗增大。原边漏感能量仅由与副边绕组连接的第二电容吸收，第二电容在短时间内承受 较大电流冲击，不利于变换器的可靠运行。
【发明内容】
[0004] 1.发明要解决的技术问题
[0005] 本发明的目的是针对上述【背景技术】的不足，提供一种=绕组禪合电感倍压式单开 关管升压直流变换器，W较小的占空比和禪合电感应比实现较高的电压增益，解决现有高 增益升压变换器电压抬升能力不足、变换器转换效率不高、运行可靠性不佳的技术问题。
[0006] 2.技术方案
[0007] 为解决上述问题，本发明提供的技术方案为：
[000引一种=绕组禪合电感倍压式单开关管升压直流变换器，包括:驱动单元、第一倍压 单元、第二倍压单元W及输出单元，其中，
[0009] 所述驱动单元包括:第一绕组和开关管，第一绕组的第一端子与直流电压源正极 连接，第一绕组的第二端子与开关管的漏极连接，开关管的源极与直流电压源负极连接，
[0010] 所述第一倍压单元为包含第二绕组的支路与所述开关管形成的回路，第二倍压单 元为包含第=绕组的支路与所述开关管形成的回路，第二绕组与第一绕组的应数比和第= 绕组与第一绕组的应数比相同，
[0011] 所述输出单元:其输入端与直流电压源、第一绕组、第二绕组、第=绕组组成的支 路相连接，输出端在开关管关断时向负载提供升压后的直流电。
[0012] 作为所述=绕组禪合电感倍压式单开关管升压直流变换器的进一步优化方案：
[0013] 第一倍压单元中，包含第二绕组的支路包括:第二绕组、第二电容、第=电容、第二 二极管，所述第二绕组的第一端子与第二电容一极连接，第二电容另一极与开关管漏极连 接，开关管源极与第=电容一极连接，第=电容另一极与第二二极管阳极连接，第二二极管 阴极与第二绕组的第二端子连接，第二绕组的第一端子和第一绕组的第一端子互为同名 JLjJU 乂而。
[0014] 第二倍压单元中，包含第=绕组的支路包括:第=绕组、第四电容、第一电容、第四 二极管，所述第=绕组的第一端子与第四电容一极连接，第四电容另一极与开关管源极连 接，开关管漏极与第一电容一极连接，第一电容另一极与第四二极管阴极连接，第四二极管 阳极与第=绕组的第二端子连接，第=绕组的第二端子和第一绕组的第一端子互为同名 JLjJU 乂而。
[0015] 再进一步，所述=绕组禪合电感倍压式单开关管升压直流变换器中，第一倍压单 元还包括第一二极管，所述第二倍压单元还包括第=二极管，第一二极管阳极和第二电容 与开关管漏极的连接点相连，第一二极管阴极和第二二极管阳极与第=电容的连接点相 连，第=二极管阳极和第一电容与第四二极管阴极的连接点相连，第=二极管阴极和第四 电容与开关管源极的连接点相连。
[0016] 更进一步，所述=绕组禪合电感倍压式单开关管升压直流变换器中，输出单元包 括:输出二极管、输出电容，所述输出二极管阳极和第二绕组第二端子与第二二极管阴极的 连接点相连，输出二极管阴极接输出电容一极，输出电容另一极和第=绕组第二端子与第 四二极管阳极的连接点相连。
[0017] 作为所述=绕组禪合电感倍压式单开关管升压直流变换器的进一步优化方案，所 述=绕组禪合电感由=绕组理想变压器、折合到=绕组理想变压器原边的漏感和并接到原 边的励磁电感等效表示。
[001引 3.有益效果
[0019] 采用本发明提供的技术方案，与现有技术相比，具有如下有益效果：
[0020] (1)利用=绕组禪合电感的第一绕组和开关管组成驱动单元，利用第二绕组、第= 绕组与电容、二极管组成两个结构对称的倍压单元，W较小的占空比和禪合电感应比实现 了较高的电压增益，驱动单元与两个倍压单元电路共地且只有一个开关管，简化了控制，提 高了变换器功率密度；
[0021] (2)两个倍压单元在开关管关断时各形成一个吸收禪合电感漏感能量的支路，抑 制了开关管关断时的电压尖峰，减小了开关管的电压应力，同时降低了其它功率器件的电 压应力，提高了变换器可靠性；
[0022] (3)开关管关断时，直流电压源经过=个绕组直接向负载供电，提高了电源转换 率，且进一步提高了增益；
[0023] (4)较小的占空比可使输入电流峰值低、输入电流纹波小，同时减小导通损耗，较 小的应比避免了磁屯、因应比过高导致线性度变差的问题，并且由于禪合电感的作用，既增 加了输出电压增益，又减轻了二极管反向恢复的问题，减小损耗。
【附图说明】
[0024] 图1为本发明变换器的主电路拓扑结构图。
[0025] 图2为本发明变换器一个开关周期中主要器件的电压/电流波形图。
[00%]图3(a)为变换器工作模态图之一。
[0027] 图3(b)为变换器工作模态图之二。
[0028] 图3(c)为变换器工作模态图之S。
[0029] 图3(d)为变换器工作模态图之四。
[0030] 图3 (e)为变换器工作模态图之五。
[0031] 图3(f)为变换器工作模态图之六。
[0032] 图4为本发明变换器与Flyback变换器、前述专利已公开变换器的电压增益随占空 比变化的关系图。
[00削图中标号说明：Vin为直流电压源，Ni、N2、N3分别为禪合电感的第一绕组、第二绕组、 第=绕组，1为第一端子，2为第二端子，Lm为励磁电感，Lk为漏感，S为开关管，Cl、C2、C3、C4分 别为第一电容、第二电容、第S电容、第四电容，Dl、化、03、04分别为第一二极管、第二二极 管、第=二极管、第四二极管，Dd为输出二极管，Cd为输出电容，R为负载，Cd。为输出二极管的 等效并联电容，CD2和CD4分别为第二二极管和第四二极管的等效并联电容。
【具体实施方式】
[0034] 为进一步了解本发明的内容，结合附图及实施例对本发明作详细描述。
[0035] 本发明公开的变换器如图1所示，包括:驱动单元、第一倍压单元、第二倍压单元W 及输出单元。
[0036] 驱动单元包括:第一绕组化和开关管S，第一绕组化的第一端子1与直流电压源Vin 正极连接，第一绕组化的第二端子2与开关管S的漏极连接，第一绕组化两端并接有励磁电感 Lm,开关管S的源极与直流电压源Vin负极连接。
[0037] 第一倍压单元为包含第二绕组化的支路与开关管S形成的回路，包含第二绕组化的 支路包括:第二绕组化、第二电容C2、第=电容C3、第二二极管化，第二绕组化的第一端子1与 第二电容C2-极连接，第二电容C2另一极与开关管S漏极连接，开关管S源极与第=电容C3 - 极连接，第=电容C3另一极与第二二极管化阳极连接，第二二极管化阴极与第二绕组化的第 二端子2连接，第二绕组化的第一端子1和第一绕组化的第一端子1互为同名端。
[0038] 第二倍压单元为包含第=绕组化的支路与开关管S形成的回路，包含第=绕组化的 支路包括:第=绕组化、第四电容C4、第一电容Cl、第四二极管〇4,第=绕组化的第一端子1与 第四电容C4 一极连接，第四电容C4另一极与开关管S源极连接，开关管S漏极与第一电容Cl 一 极连接，第一电容Cl另一极与第四二极管D4阴极连接，第四二极管〇4阳极与第=绕组化的第 二端子2连接，第=绕组化的第二端子2和第一绕组化的第一端子1互为同名端。第二绕组化 与第一绕组化的应数比和第=绕组化与第一绕组化的应数比相同，第一倍压单元和第二倍 压单元的电路结构对称。
[0039] 输出单元的输入端与直流电压源Vin、第一绕组化、第二绕组化、第=绕组化组成的 支路相连接，开关管S关断时直流电压源Vin的电能直接供给负载R。输出单元包括:输出二极 管D。、输出电容C。，输出二极管D。阳极和第二绕组化的第二端子2与第二二极管化阴极的连接 点相连，输出二极管D。阴极接输出电容C。一极，输出电容C。另一极和第=绕组化的第二端子 2与第四二极管〇4阳极的连接点相连。
[0040] =绕组禪合电感由=绕组理想变压器、折合到=绕组理想变压器原边的漏感Lk和 并接到原边的励磁电感Lm等效表示。
[0041] 图1所示变换器在一个开关周期中主要器件的电压/电流波形图如图2所示，开关 管S的驱动电压Vgs、励磁电感Lm的电流iLm、漏感Lk的电流iLk、第二绕组化的电流iN2、第S绕组 化的电流iN3,开关管S的电流ids、第一二极管Dl的电流iDl、第二二极管D2的电流1〇2、第立二极 管化的电流iD3、第四二极管〇4的电流iD4和输出二极管D。的电流iD。在一个开关周期中的波 形。
[0042] 图3(a)至图3(f)为图1所示变换器在一个开关周期中的不同工作模态，具体情况 如下：
[0043] 1)模态l[to，ti]:开关管S的驱动电压Vgs从低电平变为高电平，开关管S导通，励磁 电感Lm继续通过禪合电感副边向负载提供能量，第二绕组化电流iN2和第=绕组化电流iN3快 速减小，漏感电流Uk线性增大，开关管S电流ids线性增大。电流流通路径如图3(a)所示，当 第二绕组化电流iN2和第S绕组化电流iN3减小到零时，输出二极管D。关断，该模态结束。
[0044] 2)模态2[ti，t2]:在t = ti时，第二绕组化和第S绕组化的电流减小到零，输出二极 管D。的等效并联电容Cd。开始向漏感Lk释放能量，输出二极管D。的反向恢复能量存储到漏感 Lk中，第二绕组化电流iN2和第=绕组化电流iN3开始反向增大，直流电压源Vin开始向励磁电 感Lm充电，电流流通路径如图3(b)所示；当t = t2时，输出二极管Do的反向恢复能量完全被漏 感Lk吸收，该模态结束。
[0045] 3)模态3[t2，t3]:开关管S保持开通，电流流通路径如图3(c)所示，直流电压源Vin 继续向励磁电感Lm充电，第二二极管化和第四二极管〇4由于承受正向压降而导通，漏感电流 iLk、第二绕组化电流iN2、第S绕组化电流iN3和开关管S电流ids均线性增大，第二绕组化和第 S电容C3向第二电容C2放电，第S绕组化和第一电容Cl向第四电容C4放电，当t = t3时开关管 S关断，该模态结束。
[0046] 4)模态4[t3，t4]:开关管S的驱动电压Vgs从高电平变为低电平，开关管S关断，电流 流通路径如图3(d)所示，第二绕组化电流iN2和第=绕组化电流iN3快速减小，漏感电流Uk线 性减小，第二二极管化和第四二极管〇4仍然导通，第一二极管化和第=二极管化承受正向压 降开始导通，漏感能量被回收到电容中，当第二绕组化和第=绕组化的电流减小到零时第二 二极管化和第四二极管化关断，该模态结束。
[0047] 5)模态5[t4，t5]:第二二极管D2和第四二极管D4的等效并联电容Cd2和Cd4向漏感Lk 释放能量，第二绕组化电流iN2和第=绕组化电流iN3开始反方向增加，电流流通路径如图3 (e)所示，当t = t5时，二极管的反向恢复能量完全被回收，该模态结束。
[0048] 6)模态4[t5，t6]:开关管S保持关断，电流流通路径如图3(f)所示，励磁电感Lm和漏 感Lk的一部分能量向第一电容Cl和第=电容C3充电，漏感电流Uk线性减小，输出二极管D。由 于承受正向压降导通，直流电压源Vin、第一绕组Nl、第二绕组化、第；绕组化、第二电容C2和 第四电容C4串联起来向负载R放电，第二绕组化电流iN2和第S绕组化电流iN3线性增大，流经 第一二极管化和第=二极管化的电流线性减小，当开关管S再次开通时，该模态结束。
[0049] 下面对图1所示变换器的稳态增益和功率器件电压应力情况进行分析。
[0050] 为简化分析过程，忽略时间极短的模态，仅对模态3、和模态6进行分析。并且做W 下假设：
[0化1] 1、第一至第四电容打、〔2、〔3、〔4和输出电容(：。足够大，因此各电容两端的电压￥口、 VC2、VC3、VC4、Vco在一个开关周期中保持不变；
[0052] 2、功率器件均为理想器件，忽略器件寄生参数的影响；
[00对 3、立绕组禪合电感的禪合系数k = W(Lm+Lk)，并且应比H = ^M =化/化。
[0054]当开关管S开通时，依据模态3，有：
[0化5] 。）
[005引 （2)
[0057] C3>
[005引式中，k为=绕组禪合电感的禪合系数，n为禪合电感的应比，该拓扑具有对称性， 第二绕组化和第=绕组化的应数相同。
[0059] 在开关管S关断阶段，通过对禪合电感的各绕组和漏感应用伏秒平衡原理，可知：
[0063] 由上述公式可知：
[0060] (4)
[0061 ] (5)
[0062] (6)
[0066] 根据(4)(5)(6)和(8)，输出电压可W表示为：[0067]:(9)
[0064] (7)
[0065] (8)
[006引所^^电压増溢刃：
[0072] 开关管S承受的电压应力：
[0069] (10)
[0070] 巧寸电压增益为：
[0071] CU)
[0073] C12)
[0074] 力；
[0075] (13^
[0076] ( 14.)
[0077] (15)
[0078] 通常，传统的DC-DC升压变换器，如基本boost变换器和Flyback变换器的稳态增益 为1/1-D和nD/1-D。申请号为201310377481.3的专利公开的变换器增益为11+1/1-0，11 = 2时， 其增益为3/1-D，在保证原边应数和副边总应数与上述专利相同情况下，即第二绕组化和第 =绕组化与第一绕组化的应比均为1时，本专利公开的变换器增益为5/1-D，可见，本发明专 利所提变换器只用较小的占空比可实现相同的增益，运有利于降低导通损耗，提高变换器 效率。
[0079] 图4显示了在副边总应数与原边应数之比n = 2时本发明与Flyback变换器和申请 号为201310377481.3的专利公开的变换器的稳态增益对比情况。可W看出本发明专利的稳 态增益远高于另外两种变换器的稳态增益。
[0080] W上所述之实施例只为本发明较佳实施例，并非W此限制本发明的实施范围，故 凡依本发明之形状、原理所做的变化，均应涵盖在本发明的保护范围内。
【主权项】
1. 一种三绕组耦合电感倍压式单开关管升压直流变换器，其特征在于，包括：驱动单 元、第一倍压单元、第二倍压单元以及输出单元，其中， 所述驱动单元包括:第一绕组和开关管，第一绕组的第一端子与直流电压源正极连接， 第一绕组的第二端子与开关管的漏极连接，开关管的源极与直流电压源负极连接， 所述第一倍压单元为包含第二绕组的支路与所述开关管形成的回路，第二倍压单元为 包含第三绕组的支路与所述开关管形成的回路，第二绕组与第一绕组的匝数比和第三绕组 与第一绕组的匝数比相同， 所述输出单元:其输入端与直流电压源、第一绕组、第二绕组、第三绕组组成的支路相 连接，输出端在开关管关断时向负载提供升压后的直流电。2. 根据权利要求1所述一种三绕组耦合电感倍压式单开关管升压直流变换器，其特征 在于，所述第一倍压单元中，包含第二绕组的支路包括:第二绕组、第二电容、第三电容、第 二二极管，所述第二绕组的第一端子与第二电容一极连接，第二电容另一极与开关管漏极 连接，开关管源极与第三电容一极连接，第三电容另一极与第二二极管阳极连接，第二二极 管阴极与第二绕组的第二端子连接，第二绕组的第一端子和第一绕组的第一端子互为同名 端。所述第二倍压单元中，包含第三绕组的支路包括:第三绕组、第四电容、第一电容、第四 二极管，所述第三绕组的第一端子与第四电容一极连接，第四电容另一极与开关管源极连 接，开关管漏极与第一电容一极连接，第一电容另一极与第四二极管阴极连接，第四二极管 阳极与第三绕组的第二端子连接，第三绕组的第二端子和第一绕组的第一端子互为同名 端。3. 根据权利要求2所述一种三绕组耦合电感倍压式单开关管升压直流变换器，其特征 在于，所述第一倍压单元还包括第一二极管，所述第二倍压单元还包括第三二极管，第一二 极管阳极和第二电容与开关管漏极的连接点相连，第一二极管阴极和第二二极管阳极与第 三电容的连接点相连，第三二极管阳极和第一电容与第四二极管阴极的连接点相连，第三 二极管阴极和第四电容与开关管源极的连接点相连。4. 根据权利要求2或3所述一种三绕组耦合电感倍压式单开关管升压直流变换器，其特 征在于，所述输出单元包括:输出二极管、输出电容，所述输出二极管阳极和第二绕组第二 端子与第二二极管阴极的连接点相连，输出二极管阴极接输出电容一极，输出电容另一极 和第三绕组第二端子与第四二极管阳极的连接点相连。5. 根据权利要求1所述一种三绕组耦合电感倍压式单开关管升压直流变换器，其特征 在于，所述三绕组耦合电感由三绕组理想变压器、折合到三绕组理想变压器原边的漏感和 并接到原边的励磁电感等效表示。
【文档编号】H02M3/155GK105827110SQ201610387508
【公开日】2016年8月3日
【申请日】2016年5月30日
【发明人】胡雪峰, 李琳鹏, 李永超, 章家岩
【申请人】安徽工业大学