一种非隔离光伏并网逆变器的制作方法

本实用新型涉及的是一种非隔离光伏并网逆变器。

背景技术：

非隔离型光伏并网逆变器已在分布式光伏发电系统中占主流，受到广泛关注。其中，追求高效率是推动非隔离并网逆变器发展的最大动力。当前提高非隔离型并网逆变器，特别是单相非隔离并网逆变器变换效率的主要途径有：提出新型的多电平拓扑结构(以五电平为主流)，或采用新型的功率器件，如SiC型、GaN型功率管等。单相五电平非隔离并网逆变器可降低开关管的电压应力和减小滤波器体积及损耗，有利于提高变换效率，但大幅增加的功率器件数量和分压电容均衡问题使得电路可靠性降低和控制复杂度增加，同时成本降低并不明显；新型功率半导体器件的应用对提高非隔离并网逆变器变换效率是根本性的，是推动电力电子技术发展的源动力。但现阶段新型材料的功率器件仍然存在制备工艺不成熟、成品率低等缺陷，使得生产成本居高不下，这与目前市场对新能源发电成本降低的期望相违背。软开关技术是当前技术背景下进一步提高非隔离并网逆变器变换效率和降低成本的可行途径。

逆变器的软开关经过多年发展已有包括谐振DC 环节方式、谐振极方式、负载侧谐振方式等，从谐振电路或辅助电路所处逆变器主电路上位置的不同，可分为直流侧型和交流侧型。在现有的逆变器软开关技术中仍然存在调制方式实现困难、器件电压/电流应力大、谐振元件数量多损耗大等问题。

技术实现要素：

本实用新型基于H6 拓扑，提出一种零电流转换H6结构非隔离光伏并网逆变器电路。对高频功率器件加入零电流转换谐振支路实现主功率器件零电流关断和辅助功率器件的零电流开通，对实现并网逆变器的高频化有重要价值。同时保证了续流阶段时续流回路电平的自由箝位，从而实现整个开关期间共模电压恒定，可适用于非隔离光伏并网场合。

本实用新型提出的一种非隔离光伏并网逆变器，其中第一主开关管S₁和第二主开关管S₂串联组成第一支路，其串联连接点称为第一节点，第三主开关S₃管和第四主开关管S₄串联组成第二支路，其串联连接点称为第二节点，第七二极管D₇和第八二极管D₈串联组成第三支路，其串联连接点称为第三节点，第五谐振电感L_5a和第五谐振电容C_5a串联组成第一谐振电路，第一谐振电路和第五辅助开关管S_5a串联组成第五支路，其串联连接点称为第五节点，第五支路和第五主开关管S₅并联组成第六支路，第六谐振电感和第六谐振电容串联组成第二谐振电路，第二谐振电路和第六辅助开关管S_6a串联组成第七支路，其串联连接点称为第七节点，第七支路和第六主开关管S₆并联，组成第八支路，第一电解电容C_dc1和第六支路串联组成第九支路，第二电解电容C_dc2和第八支路串联组成第十支路，第九支路和第十支路串联组成第十一支路，串联连接点为第十一节点，并且第一电解电容C_dc1和第二电解电容C_dc2相邻，第一支路、第二支路和第三支路和第十一支路并联，第十一节点和第三节点连接，第一主开关管S₁、第二主开关管S₂、第三主开关管S₃、第四主开关管S₄、第五主开关管S₅和第六主开关管S₆两端分别并联第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃、第四二极管D₄、第五二极管D₅和第六二极管D₆，第五节点和第七节点之间连接有辅助二极管D_a。

附图说明

下面结合附图对本发明作进一步详细的说明。

图1是根据本实用新型的非隔离光伏并网逆变器的电路图。

图2是根据本实用新型的非隔离光伏并网逆变器在进网电流正半周运行时的驱动信号时序图。

具体实施方式

为了更好的理解本实用新型的技术方案，下面结合附图详细描述本实用新型提供的实施例。

为了实现高频功率器件的软开关工作，本实用新型针对H6 的主开关S₅、S₆引入谐振元件C_5a、L_5a、C_6a和L_6a，辅助开关管S_5a/D_5a、S_6a/D_6a，和辅助二极管D_a构成零电流转换(zero-current-transition，ZCT)谐振支路，如图1所示，其中：L_5a＝L₆＝L_r；C_5a＝C_6a＝C_r；S1－S4 为工频全桥电路开关管；L₁、L₂和C₁为进网滤波器；D₇、D₈ 为续流阶段的箝位二极管。以下是ZCT谐振支路的工作过程。

图2为ZCT-H6在进网电流正半周运行时的驱动信号时序图，S₁、S₄ 持续开通，S₂、S₃持续断开，S₅、S₆以单极性SPWM 调制方式工作，辅助开关S_5a、S_6a仅在S₅、S₆关断时刻附近的一个时段内开通，为S₅、S₆创造零电流关断条件。相对应地，在进网电流负半周，S₁、S₄持续关断，S₂、S₃持续开通，S₅、S₆以及辅助开关S_5a、S_6a的工作方式与正半周一致。可见，在ZCT-H6 中S₁-S₄为低频开关管几乎不产生开关损耗，主开关S₅、S₆是开关损耗的主要产生者。该电路通过为S₅、S₆引入谐振支路创造零电流关断来降低开关损耗，同时实现辅助开关S_5a、S_6a的零电流开通。

下面详细分析主开关S₅、S₆和辅助开关S_5a、S_6a及谐振支路在SPWM开关周期内的工作状态，在稳态分析过程中假设进网电感电流为恒流源I_L，一个开关周期分为9 个工作模态。

1）模态1[t₀, t₁]：t₀ 时刻前S₁、S₄、S₅、S₆开通，为常规的功率传输阶段，谐振电容C_5a、C_6a上的电压为恒值U_Ca，且U_Ca<0.5U_PV，否则D_a将导通；谐振电感L_5a、L_6a上的电流为零。t₀时刻起辅助开关S_5a、S_6a 开始导通。谐振电感L_5a、L_6a 上的电流开始增加，谐振电容C_5a、C_6a上的电压开始减小，同时，主开关S₅、S₆中的电流开始减小直到t1 时刻达到零，从而创造了零电流关断。

2）模态2[t₁, t₂]：t₁时刻起主开关S₅、S₆ 中的电流减小到零并开始反向增加，二极管D₅、D₆ 导通，谐振电感L_5a、L_6a 上的电流继续增加，谐振电容C_5a、C_6a上的电压继续减小，到t₂时刻谐振电感上的电流达到峰值I_La、谐振电容上电压为零。

3）模态3[t₂, t₃)：t₂时刻主开关S₅、S₆中的电流反向增加到最大(I_L-I_La)，此后再反向减小，直到t₃时刻达到零。谐振电感L_5a、L_6a 上的电流由峰值I_La开始减小，谐振电容C_5a、C_6a 上的电压从零开始反向增加。在时间区段[t1, t3]关闭主开关S₅、S₆，均可实现ZCS。

4）模态4[t₃]：t₃时刻辅助开关S_5a、S_6a关断，辅助二极管D_a导通。

5）模态5(t₃, t₄]：t₃ 时刻谐振电感中的电流为IL，之后谐振电流继续减小，逆变器进入续流阶段，续流回路有S₁→I_L→D₃→S₁和S₄→IL→D₂→S₄。两个谐振电容上的电压继续反向增加直到t₄时刻分别达到-U_Ca，此时谐振电流也减小至零，谐振阶段结束。

6）模态6[t₄, t₅]：t₄时刻起逆变器进入常规的续流阶段，谐振电感电流为零，谐振电容上的电压分别维持在-U_Ca。

7）模态7[t₅, t₆]：t₅时刻起主开关S₅、S₆开通，二极管D_5a、D_6a导通。谐振电感L_5a、L_6a上的电流开始从零反向增加，谐振电容C_5a、C_6a上的电压开始从-U_Ca反向减小。到t₆时刻谐振电感上的电流达到反向峰值-I_La、谐振电容上电压为零。

8）模态8[t₆, t₇]：t₆时刻起谐振电感L_5a、L_6a上的电流开始从反向峰值-I_La反向减小，谐振电容C_5a、C_6a上的电压开始从零正向增加。到t₇时刻谐振电感上的电流达到零、谐振电容上电压为U_Ca，谐振停止。

9）模态9[t₇, t₈]：t₇ 时刻起，逆变器进入常规的功率传输阶段，谐振电容C_5a、C_6a上的电压维持为恒值U_Ca，谐振电感L_5a、L_6a上的电流为零。到t₈时刻新的开关周期开始重复上述过程。

由于该非隔离光伏并网逆变器的高频主开关管实现了零电流关断，高频辅助开关管实现了零电流开通。因此，可有效降低开关损耗。加入的谐振网络适应能力强，可应付参数的不一致性，并可根据逆变器的状态安全地起振和停振，并能适合较大功率的非隔离光伏并网场合应用。