变频器充电装置的制作方法

本实用新型涉及一种变频器，具体涉及变频器的充电装置。

背景技术：

变频器能够实现固定频率交流电与可变频率交流电之间的转换，通过改变电机工作电源频率方式来控制交流电动机。变频器通常都包括整流(交流变直流)、滤波、逆变(直流变交流)电路。在高压交流电源为变频器供电之始，母线电容的初始电压为零，高压交流电源输出的高压与母线电容零电压之间的大压差造成上电瞬间产生巨大的涌流，很容易损坏变频器电路中的IGBT、功率二极管等功率器件和熔断器等保护器件，也会降低母线电容的使用寿命。现有技术的一种解决方法是在变频器的高压输入端和高压交流电源之间设置大功率充电电阻作为限流控制，上电后延时若干秒再将该电阻旁路，以便通过增大阻抗来限制上电瞬间的涌流，但是这种方法涌流抑制效果不佳，并且电路中的器件均需采用高压器件，成本高，体积大，尤其在大功率变频器中，用作限流的大功率充电电阻功率大, 体积大，易发热且容易损坏，极易造成变频器故障。

技术实现要素：

本实用新型实施例提供了一种用于变频器及其充电装置，本实用新型的目的在于减小预充电电路体积进而减小变频器尺寸，有效地限制充电电流，增强变频器的可靠性。

在一种实施方式中，所述变频器包括整流桥、母线电容，所述整流桥的输入端连接外部充电电源，所述整流桥的输出端连接所述母线电容，其特征在于，所述充电装置包括：间歇充电单元，与所述整流桥和所述母线电容相连接，所述间歇充电单元间歇性地导通所述外部充电电源和所述母线电容。充电电路的间歇导通可以有效地限制充电电流的大小，使充电过程安全可靠。

在一种实施方式中，所述间歇充电单元进一步包括：可控硅控制电路、输入相上升下降检测电路和输入相电压检测电路，所述输入相上升下降检测电路的输出端与所述输入相电压检测电路的输出端相连后进一步与所述可控硅控制电路的输入端相连，其中，所述可控硅控制电路与所述整流桥连接，用于控制所述整流桥的通断；其中，所述输入相上升下降检测电路检测输入相电压，所述输入相电压为所述外部充电电源中的一个相位的电压，其中，当所述输入相电压处于上升沿时，使所述可控硅控制电路断开；其中，所述输入相电压检测电路包括一稳压二级管，当所述输入相电压处于下降沿时且当所述输入相电压与所述母线电容之间的电压差小于所述稳压二级管的反向电压时，允许所述可控硅控制电路导通。通过控制可控硅控制电路导通的时机，从而控制外部充电电源200间歇性地为变频器充电，达到限制充电电流的目的。

在一种实施方式中，所述可控硅控制电路进一步包括：第1-1三极管和可控硅驱动电源,所述第1-1三极管的集电极连接所述可控硅驱动电源，所述第1-1三极管的发射极连接所述整流桥中的与输入相电压L_in相对应的可控硅二极管，用于控制所述可控硅二极管的通断。

在一种实施方式中，所述输入相上升下降检测电路进一步包括：第1-1比较器、第1-1 电容,所述第1-1比较器的第一输入端连接所述外部充电电源的输入相电压，所述第1-1 比较器的第二输入端连接所述第1-1电容的一端，所述第1-1电容的另一端连接所述外部充电电源的输入相电压，所述第1-1比较器的输出端连接所述可控硅控制电路。该输入相上升下降检测电路的原理简单，电路元器件价格低廉，在实际运用中操作方便。

在一种实施方式中，所述输入相电压检测电路进一步包括：第2-1三极管，所述第2-1 三极管的基极通过所述稳压二极管连接所述外部充电电源的输入相电压，所述第2-1三极管的集电极与所述第1-1三极管的基极连接。

在一种实施方式中，所述间歇充电单元进一步包括：母线电压采样电阻和CPU，所述 CPU连接所述母线电压采样电阻和所述可控硅控制电路，其中，所述母线电压采样电阻实时监测所述母线电容电压，当所述母线电容电压达到预设值时，所述CPU控制所述可控硅控制电路保持导通状态。预充电完成后，母线电容已经被充满，此时CPU控制所述可控硅控制电路保持导通状态，保证变频器工作状态下外部充电电源持续稳定地为变频器供电。

在一种实施方式中，所述间歇充电单元进一步包括：IGBT，所述IGBT与所述整流桥的输出端连接；分流电阻，所述分流电阻的一端与所述IGBT连接，另一端与所述母线电容连接；和IGBT控制电路，包括第一分压电阻和第1-2比较器，其中当所述分流电阻上的电压大于所述第一分压电阻的基准电压时，所述第1-2比较器输出高电平，以关闭所述 IGBT，实现打嗝式的通断充电过程，通过设定分流电阻和第一分压电阻的阻值，能够控制预充电电流的限值。

在一种实施方式中，所述IGBT控制电路进一步包括：第1-2二极管和第2-2三极管，所述第1-2比较器的输出端通过第1-2二极管连接至第2-2三极管，所述第2-2三极管连接至所述IGBT。

在一种实施方式中，所述间歇充电单元进一步包括：母线电压采样电阻和CPU，所述CPU连接所述母线电压采样电阻和所述IGBT，其中，所述母线电压采样电阻实时监测所述母线电容电压，当所述母线电容电压达到预设值时，所述CPU控制所述IGBT保持导通状态。预充电完成后，母线电容已经被充满，此时CPU控制所述IGBT保持导通状态，保证变频器工作状态下外部充电电源持续稳定地为变频器供电。

在一种实施方式中，充电装置，进一步包括：扩展模块，所述扩展模块包括第2-2比较器和第二分压电阻，所述第2-2比较器连接至CPU，其中，当所述分流电阻上的电压超过所述第二分压电阻的预设阈值时，所述第2-2比较器指示所述CPU关闭所述IGBT。扩展模块的设置使充电过程更加安全可靠，当电路中出现可能损坏电路元器件的大电流时，可以及时断开外部充电电源。

附图说明

下文将以明确易懂的方式通过对优选实施例的说明并结合附图来对本实用新型上述特性、技术特征、优点及其实现方式予以进一步说明，其中：

图1示意性地示出了根据本实用新型一个实施例的变频器充电装置。

图2示意性地示出了根据本实用新型另一个实施例的变频器充电装置。

标号说明：

110：整流桥

120：母线电容

200：外部充电电源

300：间歇充电单元

311：可控硅控制电路

312：输入相上升下降检测电路

313：输入相电压检测电路

321：IGBT

322：分流电阻

323：IGBT控制电路

L_in：输入相电压

R1、R2：母线电压采样电阻

R3、R4：第一分压电阻

R5、R6：第二分压电阻

D1-1：稳压二级管

D1-2：第1-2二极管

V1-1：第1-1三极管

V2-1：第2-1三极管

V2-2：第2-2三极管

U1-1：第1-1比较器

U1-2：第1-2比较器

U2-2：第2-2比较器

C1-1：第1-1电容

P1：可控硅驱动电源

具体实施方式

为了对实用新型的技术特征、目的和效果有更加清楚的理解，现对照附图说明本实用新型的具体实施方式，在各图中相同的标号表示相同的部分。对于多个相同的构成部分，有时对其中之一标以符号，而对其他省略符号。

下面讨论的各图以及被用来描述在该专利文档中的本公开的原理的各种实施例仅以说明的方式并且无论如何不应该被解释成限制本公开的范围。本领域技术人员将会理解，可以在任何适当布置的设备中实施本公开的原理。将参考示例性非限制实施例来描述本申请的各种创新教导。

图1示意性地示出了根据本实用新型一个实施例的变频器预充电装置。如图1所示，变频器包括整流桥110、母线电容120以及逆变桥130。整流桥110的输入端连接外部充电电源200，整流桥110能够将输入的交流电转化为直流电，整流桥110的输出端连接母线电容120，电流经过母线电容120滤波后，再通过逆变桥130转化成交流电输出，通过将交流电转化成直流电后再转化为交流电，变频器能够实现固定频率交流电与可变频率交流电之间的转换。在充电开始时，如果外部充电电源200直接对母线电容120进行充电，上电瞬间会产生巨大的涌流，很容易损坏变频器电路中的IGBT、二极管等器件，也会降低母线电容器的使用寿命。因此，本实用新型在充电电路中设置间歇充电单元300，间歇充电单元300与整流桥110和母线电容120相连接，间歇充电单元300能够歇性地导通外部充电电源200和母线电容120，使母线电容120的电压缓慢上升最终达到其额定电压。

如图1所示，间歇充电单元300，可控硅控制电路311、输入相上升下降检测电路312 和输入相电压检测电路313。外部充电电源200可以是，例如，三相交流电，输入相电压 L_in为外部充电电源200中任一一个相位的电压。输入相电压L_in可以是，例如，正弦交流电。输入相电压L_in同时经过输入相上升下降检测电路312和输入相电压检测电路 313的检测，输入相上升下降检测电路312的输出端与输入相电压检测电路313的输出端相连后进一步与可控硅控制电路311的输入端相连，当输入相上升下降检测电路312和输入相电压检测电路313导通条件同时都满足时，可控硅控制电路311才导通，此时，外部充电电源200才能为母线电容120充电。通过控制可控硅控制电路311导通的时机，从而控制外部充电电源200间歇性地为变频器充电，达到限制充电电流的目的。

在一种实施方式中，可控硅控制电路311包括一个三极管V1-1和可控硅驱动电源P1, 三极管V1-1可以是，例如，NPN型三极管。三极管V1-1的集电极连接可控硅驱动电源P1，三极管V1-1的发射极连接整流桥110中的每一个可控硅二极管，当三极管V1-1导通时，集电极上输出电流可以将与输入相电压L_in相对应的可控硅二极管导通，可控硅二极管导通后，外部充电电源200即可以通过整流桥110为母线电容120充电。

与输入相电压L_in相对应的可控硅二极管在输入相电压L_in为正向时导通，当输入相电压L_in为反向时截止。并且，可控硅二极管仅具有半可控性，只能控制其导通的时机。如果可控硅二极管在输入相电压L_in的上升沿时被触发，由于输入相电压L_in在处于正向时可控硅二极管一直导通不能被关闭，充电电路中的电压会越来越大，充电电流也越来越大，直至可控硅二极管损坏。所以可控硅只能在输入相电压L_in的波形处于下降沿时开通，当可控硅两端电压反向时可控硅二极管会立即进入截止状态，充电时间较短，从而避免了大电流对可控硅二极管的损坏。针对可控硅的这一特性，在一种实施方式中，输入相上升下降检测电路312包括一个比较器U1-1以及一个钳位电容C1-1，比较器U1-1 包括两个输入端，分别为a脚、b脚，当a脚的输入电压高于或等于b脚的输入电压时，比较器U1-1输出低电平；当a脚的输入电压低于b脚的输入电压时，比较器U1-1输出高电平。输入相电压L_in通过电阻Ra后施加在比较器U1-1的a脚，电阻Rb的一端与输入相电压L_in连接，另一端与电容C1-1连接，比较器U1-1的b脚位于电阻Rb与电容C1-1 之间。由于C1电容的钳位，b脚的电位的变化永远比a脚慢。当输入相电压L_in处于上升沿，a脚电压始终比b脚高，比较器U1-1的输出端c脚输出低电平；相反，当输入相电压L_in在处于下降沿时，b脚电压比a脚高，比较器U1-1的输出端c脚输出高电平。

在一种实施方式中，输入相电压检测电路313包括一稳压二级管D1-1和一个三极管 V2-1，三极管V2-1可以是，例如，NPN型三极管。当输入相的电压L_in与所述母线电容 120之间的电压差高于稳压二级管D1-1的反向电压时，三极管(V2-1)的基极有电流通过，三极管V2-1导通；当输入相的电压L_in与所述母线电容120之间的电压差小于稳压二级管D1-1的反向电压时，三极管V2-1的基极没有电流，三极管V2-1工作在截止区，处于关闭状态。

三极管V2-1的集电极与比较器U1-1的输出端c脚连接后进一步与三极管V1-1的基极连接。也就是说，仅仅在三极管V2-1处于关闭状态且比较器U1-1的输出为高电平时，三极管V1-1的基极才会有电流，三极管V1-1才会导通。具体来说，当比较器U1-1的c 脚输出为低电平时，不论三极管V2-1的工作状态是导通还是关闭，三极管V1-1的基极都不会有电流流过；而当比较器U1-1的c脚输出为高电平时，如果三极管V2-1是处于导通状态，那么比较器U1-1的c脚输出的电流则会直接流入三极管V2-1的集电极，三极管V1-1 的基极依然不会有电流流过，只有在三极管V2-1处于关闭状态时，比较器U1-1的c脚输出的电流才会流入三极管V1-1的基极，使三极管V1-1导通。

下面针对预充电的过程进行举例说明：稳压二级管D1-1的反向电压设置为50V,每一次开始上电时，输入相电压检测电路313实时检测L_in和母线电容120之间的电压压差，如果稳压二级管D1-1上的反向电压压差高于50V时则三极管V2-1导通，从而控制三极管 V1-1关断，导致可控硅二极管全部关断；只有当稳压二级管D1-1上的反向电压压差低于 50V时，三极管V2-1关闭，并且当L_in处于下降沿，输入相上升下降检测电路312中的比较器U1-1输出高电平时，三极管V1-1才会导通，从而触发可控硅二极管导通，外部充电电源200开始为母线电容120充电，由于充电电压一直是低于50V,并且充电电压越来越低，充电电流也越来越小，所以整流桥110中的可控硅二极管不会受到损坏。当L_in 变成反向电压，可控硅二极管两端电压反向时，可控硅二极管会自动关闭，等待下一个周期，L_in的电压符合要求再次开启。

针对外部充电电源200是三相交流电的情况，可以设计三路上述电路，分别控制外部充电电源200的三个相位。三路电路同时为变频器充电可以加快充电的速度，同时可以保证对充电电流的有效限制。

在一种实施方式中，间歇充电单元300进一步包括：母线电压采样电阻R1、R2和CPU， CPU连接母线电压采样电阻R1、R2和可控硅控制电路311，母线电压采样电阻R1、R2彼此串联后再与母线电容120并联，为了使母线电容电压的采样检测更为准确，通常，R1的阻值大于R2。CPU的输入端连接母线电压采样电阻R1、R2，CPU的输出端通过三极管V3-1 与可控硅二极管连接。采样电阻R1、R2实时监测母线电容120电压，当母线电容120电压达到预设值，例如，其额定电压时，CPU输出高电平信号SCR_ON，将三极管V3-1导通，进而控制所述可控硅控制电路311保持导通状态。采样电阻R1、R2两端的电压及时反映母线电容120两端的电压，母线电压充满之后，CPU输出的SCR_ON的信号就一直是高电平，三极管V3-1保持导通状态，保证变频器工作状态下外部充电电源200持续稳定地为变频器供电；若母线电容120还未达到预设电压，则CPU不输出电信号。

图2示意性地示出了根据本实用新型另一个实施例的变频器预充电装置。在该实施例中，间歇充电单元300包括IGBT(321)，所述IGBT(321)与整流桥110连接；分流电阻 322，和IGBT控制电路323，IGBT控制电路323包括分压电阻R3、R4和比较器U1-2，其中当所述分流电阻322上的电压大于所述分压电阻的基准电压时，比较器U1-2输出高电平，以关闭IGBT(321)。

IGBT(321)为绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor)，是开关半导体器件的一种。IGBT(321)的集电极连接整流桥110，IGBT(321)的发射极连接分流电阻322的一端，分流电阻322的另一端连接母线电容120，而IGBT(321)的基极则与IGBT控制电路323的输出端相连接。也就是说，IGBT控制电路323的输出端输出信号控制IGBT(321)的导通和关断，而IGBT(321)位于整流桥110和母线电容120之间，所以IGBT(321)的导通和关断也就直接对应于充电电路的导通和关断。

在一种实施方式中，IGBT控制电路323包含多种电路元器件，例如，分压电阻R3、 R4、比较器U1-2和三极管V2-2。其中，分压电阻R3、R4彼此串联后一端与母线电容120 连接，另一端与直流电源P2连接。比较器U1-2包括两个输入端，分别为a脚、b脚，当 a脚的输入电压高于或等于b脚的输入电压时，比较器U1-2输出低电平；当a脚的输入电压低于b脚的输入电压时，比较器U1-2输出高电平。比较器U1-2的a脚设置于分压电阻 R3、R4之间，比较器U1-2的b脚连接分流电阻322靠近IGBT(321)的一端。三极管V2-2 可以是，例如，PNP型三极管，三极管V2-2的发射极与直流电源P2相连，三极管V2-2的集电极与IGBT(321)的基极相连。刚上电时,由于IGBT(321)关闭，整流桥110与母线电容120之间的直流母线上没有充电电流，导致分流电阻322上没有形成电压差，所以，比较器U1-2的a脚的输入电压等于b脚的输入电压，在这种情况下比较器U1-2输出低电平，经过二极管D1-2而控制三极管V2-2导通，三极管V2-2导通后其集电极出现电流，电流流入IGBT(321)的基极，进而控制IGBT(321)开启，外部充电电源200开始为变频器充电，充电一旦开始，分流电阻322上就会流过电流，形成电压差。当分流电阻322 上面的电压大于分压电阻R3、R4分压的基准电压，此时比较器U1-2的a脚的输入电压低于b脚的输入电压，因此比较器U1-2输出高电平，关闭三极管V2-2进而关闭IGBT(321)。分流电阻322上面电流消失,导致分流电阻322上没有电压，比较器U1-2的a脚和b脚的电压再一次相等，依据上述原理，充电电路接下来开启新的一轮充电，实现打嗝式的通断充电过程。通过设定分流电阻和第一分压电阻的阻值，能够控制预充电电流的限值。

在一种实施方式中，间歇充电单元300一步包括：母线电压采样电阻R1、R2和CPU，母线电压采样电阻R1、R2彼此串联后再与母线电容120并联，为了使母线电容电压的采样检测更为准确，通常，R1的阻值大于R2。CPU的输入端连接母线电压采样电阻R1、R2， CPU的输出端通过二极管D2-2连接三极管V2-2,从而控制IGBT(321)，母线电压采样电阻 R1、R2实时监测母线电容120两端的电压，当预充电完成后，母线电容120电压达到预设值，CPU持续输出输出低电平信号，控制三极管V2-2导通，进而使IGBT(321)保持导通状态，保证变频器工作状态下外部充电电源200持续稳定地为变频器供电；若母线电容120 还未达到预设电压，则CPU不输出电信号。

为了进一步增强对电路的保护，间歇充电单元300还可以进一步包括扩展模块400，扩展模块400包括比较器U2-2和第二分压电阻R5、R6，比较器U2-2连接至CPU，其中，当分流电阻322上的电压超过所述第二分压电阻R5、R6的预设阈值时，比较器U2-2指示所述CPU关闭所述IGBT(321)。也就是说，当分流电阻322上检测到异常的大电流，超过第二分压电阻R5、R6设计的阈值时，足以损坏整流桥110时，比较器U2-2会输出高电平至CPU，CPU根据该输入信号及时指示关闭IGBT(321)，从而保护整流桥110。作为扩展功能，扩展模块400在必要时能够对电路中的元器件实现及时的限流保护，增强了系统的安全性。

在本文中，“示意性”表示“充当实例、例子或说明”，不应将在本文中被描述为“示意性”的任何图示、实施方式解释为一种更优选的或更具优点的技术方案。

上文所列出的一系列的详细说明仅仅是针对本实用新型的可行性实施例的具体说明，它们并非用以限制本实用新型的保护范围，凡未脱离本实用新型技艺精神所作的等效实施例或变更均应包含在本实用新型的保护范围之内。