原边反馈开关电源多阶环路控制电路的制作方法

本实用新型涉及反激式开关电源控制技术领域，尤其是一种原边反馈开关电源多阶环路控制电路。

背景技术：

反激式开关电源因其应用结构简单及成本较低而被广泛应用。原边反馈控制技术无需光耦器件和TL431来隔离采样次级侧输出电压信号进行环路调制，因此应用更简单，成本更低，广泛应用在中小功率开关电源领域。

随着电子产品性能的不断提高，开始对开关电源的输出动态响应和输出电压纹波等指标提出更高要求。其中输出动态响应和输出纹波这两个指标本身互为矛盾，低输出电压纹波需要系统环路频率响应有较大的相位裕量，而较大的相位裕量又会降低系统的动态响应，这两个指标的矛盾在原边反馈开关电源中尤为明显。此外，电子设备性能增强也使得开关电源输出负载电流不断增加，这会在输出线缆上产生显著的线缆压降，这需要开关电源芯片内部来补偿，以保证线端输出电压相对恒定。

目前主流的原边反馈开关电源是采用低阶单环路控制，即通过开关电源控制系统中单一变量来同时控制输出动态响应、输出电压纹波及线补量等直流量，这容易导致系统环路不稳定，或相关指标很难满足设计要求，或需要额外增加系统成本。

技术实现要素：

本实用新型的目的在于克服现有技术中存在的不足，提供一种原边反馈开关电源多阶环路控制电路，将系统环路分解成快速环路、慢速环路和DC环路，分别控制环路中不同变量参数，以解决系统快速动态响应、系统稳定性等矛盾问题，简化系统设计。本实用新型采用的技术方案是：

一种原边反馈开关电源多阶环路控制电路，包括：采样保持模块、基准模块、误差放大器、环路控制单元、线缆压降补偿模块、电流源、峰值电流比较器、驱动电路、锁存器；

采样保持模块的输入端用于采样表示变压器次级电压的反馈信号并保持；

采样保持模块的输出端接误差放大器的反相输入端，误差放大器的同相输入端接基准模块的输出端，误差放大器的输出端接环路控制单元的输入端；

环路控制单元包括快速环路、慢速环路和DC环路；快速环路控制开关电源的开关频率的变化，快速环路的输出端接锁存器的S输入端；慢速环路控制开关电源的峰值电流阈值的变化，慢速环路的输出端接峰值电流比较器的反相输入端；DC环路控制误差放大器的失调、开关电源的输出线补电压的变化，DC环路的输出端接线缆压降补偿模块，线缆压降补偿模块接电流源，电流源的输出接采样保持模块的输入端；

锁存器的R输入端接峰值电流比较器的输出端，锁存器的Q输出端接驱动电路的输入端，驱动电路的输出端作为多阶环路控制电路的驱动端；峰值电流比较器的同相输入端作为多阶环路控制电路的初级电流采样反馈端。

进一步地，快速环路包括PWM比较器、锯齿信号发生器；PWM比较器的同相输入端接锯齿信号发生器的输出端，反相输入端接误差放大器的输出端，PWM比较器的输出端接锁存器的S输入端；

慢速环路包括限幅跟随器、第一开关电容网络、峰值电流基准模块；限幅跟随器的输入端接误差放大器的输出端，输出端接第一开关电容网络的输入端，第一开关电容网络的输出端接峰值电流基准模块的输入端，峰值电流基准模块的输出接峰值电流比较器的反相输入端；误差放大器的输出信号经过限幅跟随器，最大最小值被限幅后的误差信号输入到第一开关电容网络进行积分迭代；

DC环路包括第二开关电容网络，第一开关电容网络积分后的信号经过第二开关电容网络进行积分迭代。

具体地，第一开关电容网络包括电容C222、C223和电控开关K224；电容C222的一端接限幅跟随器的输出端并通过电控开关K224接电容C223的一端，电容C223的一端作为第一开关电容网络的输出端；电容C222和C223的另一端均接初级地。

更进一步地，第一开关电容网络在每一个PWM开关周期进行一次积分迭代。

具体地，第二开关电容网络包括电控开关K231和K232、电容C233、C234；电控开关K231的一端接第一开关电容网络的输出端，另一端接电控开关K232的一端和电容C233的一端，电容C233的另一端接初级地；电控开关K232的另一端接电容C234的一端并连接线缆压降补偿模块；电容C234的另一端接初级地。

更进一步地，开关K231和K232控制信号是互为反向的窄脉冲信号，将第一开关电容网络积分后的信号通过开关K231和K232逐周期向电容C233和C234传递信号，一个PWM开关周期传递一次。

更进一步地，慢速环路与快速环路具有相同的直流增益；慢速环路的-3dB带宽比快速环路小，慢速环路的频率响应低于快速环路的频率响应；

DC环路与慢速环路具有相同的直流增益；DC环路的-3dB带宽比慢速环路小，DC环路的频率响应低于慢速环路的频率响应。

更优地，在第一开关电容网络两端和第二开关电容网络中开关K232的两端并联加速支路；所述加速支路包括并联的两个极性方向相反的二极管。

本实用新型的优点在于：本实用新型提供的多阶环路控制优化了快速动态响应和环路稳定的矛盾，在提升快速动态响应的同时，也提高了系统稳定性以及系统输出精度；本实用新型能大大地简化系统应用设计及降低系统外围成本。

附图说明

图1为本实用新型的电原理图。

图2为本实用新型的环路控制单元的电原理图。

图3为本实用新型的多阶环路频率响应示意图。

图4为本实用新型的慢速环路和DC环路频率响应加速原理图。

具体实施方式

下面结合具体附图和实施例对本实用新型作进一步说明。

图1是一种原边反馈反激式开关电源（以下简称开关电源）的原理图，该开关电源包括了本实用新型的原边反馈开关电源多阶环路控制电路120（以下简称多阶环路控制电路120），以及适当的外围元件；

该开关电源中，主要由二极管D101、D102、D103、D104组成输入整流桥，母线直流电容C105主要起滤波作用；变压器T106的初级异名端接整流桥的输出端，初级同名端接功率开关管N1的漏极，开关管N1的源极接初级采样电阻Rcs的一端，初级采样电阻Rcs的另一端接初级地；变压器T106的次级同名端接二极管D105阳极，二极管D105的阴极作为开关电源的正输出端，变压器T106的次级异名端作为开关电源的负输出端；电容C3和电阻R3并联在开关电源的正、负输出端间；二极管D105、电容C3和电阻R3构成输出整流滤波组件107；辅助绕组的电压通过两个分压电阻R1和R2分压后，作为表示次级电压的反馈信号108；

多阶环路控制电路120包括采样保持模块121、基准模块122、误差放大器123、环路控制单元124、线缆压降补偿模块125、电流源126、峰值电流比较器130、驱动电路131、锁存器132；

采样保持模块121的输入端用于采样表示变压器次级电压的反馈信号并保持；其通过变压器次级线圈和辅助线圈的耦合关系，在变压器T106退磁阶段，从辅助线圈采样表示次级电压的反馈信号108并保持；采样保持模块121的输出端接误差放大器123的反相输入端，误差放大器123的同相输入端接基准模块122的输出端，误差放大器123的输出端接环路控制单元124的输入端；

采样保持模块121输出的采样保持信号为误差放大器123的负反馈输入，采样保持信号与基准电压信号经过误差放大器123处理，输出误差信号来判断环路调节方向，当输出误差信号变高，表示输出负载加重，当输出误差信号变低，表示输出负载变轻；

环路控制单元124包括快速环路210、慢速环路220和DC环路230，它们具有相同的低频增益和不同的截止频率；快速环路的频率响应速度由误差放大器123的频率响应速度决定，慢速环路和DC环路的响应速度由开关频率和电容比例决定；

快速环路210控制开关电源的开关频率（即工作频率）的变化，快速环路210的输出端接锁存器132的S输入端；慢速环路220控制开关电源的峰值电流阈值的变化，慢速环路220的输出端接峰值电流比较器130的反相输入端；DC环路230控制误差放大器123的失调、开关电源的输出线补电压的变化，DC环路230的输出端接线缆压降补偿模块125，线缆压降补偿模块125接电流源126，电流源126的输出接采样保持模块121的输入端；

锁存器132的R输入端接峰值电流比较器130的输出端，锁存器132的Q输出端接驱动电路131的输入端，驱动电路131的输出端作为多阶环路控制电路的驱动端，用于连接开关管N1的栅极；峰值电流比较器130的同相输入端作为多阶环路控制电路的初级电流采样反馈端，用于连接初级采样电阻Rcs；

如图2所示，

快速环路210包括PWM比较器213、锯齿信号发生器212；PWM比较器213的同相输入端接锯齿信号发生器212的输出端，反相输入端接误差放大器123的输出端，PWM比较器213的输出端接锁存器132的S输入端；

误差放大器123的输出信号211与锯齿信号通过PWM比较器213进行调制，产生PWM信号控制功率开关管N1的开关；PWM比较器213的输出信号214对锁存器132进行置位，其输出信号经过驱动电路131后驱动功率开关管N1，直到峰值电流比较器130的输出复位锁存器132，功率开关管N1关断，等待下一个开关周期；该信号链路控制开关电源工作频率的高低变化，为系统控制快速环路；

慢速环路220包括限幅跟随器221、第一开关电容网络、峰值电流基准模块225；限幅跟随器221的输入端接误差放大器123的输出端，输出端接第一开关电容网络的输入端，第一开关电容网络的输出端接峰值电流基准模块225的输入端，峰值电流基准模块225的输出端接峰值电流比较器130的反相输入端；

其中第一开关电容网络包括电容C222、C223和电控开关K224；电控开关K224受控于窄脉冲信号；电容C222的一端接限幅跟随器221的输出端并通过电控开关K224接电容C223的一端，电容C223的一端作为第一开关电容网络的输出端；电容C222和C223的另一端均接初级地；

误差放大器123的输出信号211经过限幅跟随器221，最大最小值被限幅后的误差信号输入到由电容和开关组成的第一开关电容网络进行积分处理，每一个PWM开关周期进行一次积分迭代；第一开关电容网络积分后的信号通过峰值电流基准模块225产生峰值电流基准电压，与初级采样电阻Rcs上的压降进行比较，产生功率开关管N1关断信号；慢速环路220与快速环路210具有相同的直流增益；慢速环路220的频率响应决定于电容比例及开关频率，其频率响应低于快速环路210的频率响应；慢速环路220可控制开关电源的峰值电流的大小；第一开关电容网络所在的链路构成了系统慢速环路；

具体而言，误差放大器123的输出信号211经过限幅跟随器221，输出限幅信号通过电容C222进行保存，开关K224连接电容C222和C223，在一个开关周期内短暂导通一次，电容C222与电容C223在开关K224导通时间内做一次积分运算，实现电容C222上的信号向电容C223传递；电容C223上的信号通过峰值电流基准模块225分压处理后，产生信号226作为峰值电流比较器130的参考电压。

DC环路230包括第二开关电容网络，具体包括电控开关K231和K232、电容C233、C234；电控开关K231的一端接第一开关电容网络的输出端，另一端接电控开关K232的一端和电容C233的一端，电容C233的另一端接初级地；电控开关K232的另一端接电容C234的一端并连接线缆压降补偿模块125；电容C234的另一端接初级地；

第一开关电容网络积分后的信号经过第二开关电容网络进行积分迭代；DC环路230与慢速环路220具有相同的直流增益；DC环路230的频率响应低于慢速环路220的频率响应；第一开关电容网络所在链路构成了系统的DC环路，控制开关电源中误差放大器123的失调电压和系统线补电流等直流分量。

具体地，开关K231和K232控制信号是互为反向的窄脉冲信号，将电容C223上的信号通过开关K231和K232逐周期向电容C233和C234传递信号，一个系统开关周期传递一次，在多个系统开关周期后，电容C234上的信号接近电容C223上的信号；电容C234上信号与电容C223上信号低频增益相同，截止频率更低，构成开关电源控制系统的DC环路；信号235控制开关电源的误差放大器123失调电压、输出线补电压等直流分量。

图3是本实用新型实施例多阶环路频率响应示意图。图3中所示的信号301、302和303分别对应快速环路、慢速环路和DC环路的频率响应特征曲线；它们具有相同的低频增益，快速环路频率曲线301的截止频率最高，慢速环路频率曲线302的截止频率次之，DC环路频率曲线303的截止频率最低。

作为本实用新型的一种更优的实施方式，如图4所示，可以在第一开关电容网络两端和第二开关电容网络中开关K232的两端分别并联加速支路；所述加速支路包括并联的两个极性方向相反的二极管，如图4中的二极管D401和D402，二极管D403和D404；此措施可进一步提高系统环路的动态响应；当加速支路满足条件时，环路中第一开关电容网络和第二开关电容网络的环路响应与快速环路响应截止频率相同，此时慢速环路和DC环路分别转化成快速环路；当加速支路不满足条件时，第一开关电容网络截止频率比快速环路低，第二开关电容网络截止频率最低。

具体而言，图4中信号411和412表示慢速环路积分电容的信号节点，两个信号之间并联两个背靠背二极管D401和D402；当慢速环路节点411和412之间的电压压差超过二极管压降时，节点信号411与412开始跟随，并保持一个二极管电压压降；当慢速环路节点411和412之间的电压压差小于二极管压降时，节点信号411与412的跟随特性自动退出，环路频率响应加速过程自动退出。同样，图4中信号421和422之间并联的两个背靠背二极管D403和D404，作为DC环路的加速支路，提高频率响应。

峰值电流比较器130通过比较功率管端初级采样电阻Rcs的压降和峰值电流阈值电压，输出高低电平信号来控制功率开关管N1的关断。驱动电路131将PWM弱信号转换为强信号，驱动功率开关管N1。