基于原边反馈的反激式变换器的控制方法及控制电路的制作方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种基于原边反馈的反激式变换器的控 制方法及控制电路。
【背景技术】
[0002] 现有技术的基于原边反馈的反激式变换器，包括整流电路和变压器，所述的变压 器由原边电感和副边电感组成，原边电感与原边M0S管串联，副边电感与续流二极管连接。 原边M0S管上连接有原边反馈控制电路，用于原边M0S管的通断状态。
[0003] 在上述现有技术中，实现高功率因数的一般方法是采用固定导通时间的的控制方 式，即采用慢环控制，让环路输出电压在整个工频周期内保持几乎不变，原边M0S管导通时 刻的判断以副边发出电流过零信号为依据。以上控制方式下，输入电流的平均值为：
[0004]
其中VIN为反激式变换器的输入电压，LM为 原边电感的电感量，ton为一个开关周期内原边M0S管的导通时间，ts为一个开关周期。由 于ton相对稳定，而工频周期内输入电压VIN电压值会发生变化，就会导致电感电流的峰值 IPEAK随之变化，因此原边电感的去次时间不一样，所以在整个工频周期内，开关周期ts是 变化的，难以实现高功率因数和低谐波分量。
【发明内容】
[0005] 有鉴于此，本发明的目的在于提供一种基于原边反馈的反激式变换器的控制方法 及控制电路，用以解决现有技术存在的难以实现高功率因数和低谐波分量的技术问题。
[0006] 本发明的技术解决方案是，提供一种以下步骤的基于原边反馈的反激式变换器的 控制方法，包括以下步骤：
[0007] 米样反激式变换器的输入电压，得到表征输入电压的输入电压米样信号；
[0008] 将所述输入电压采样信号与基准电压进行比较，得到第一比较信号，所述的第一 比较信号用于表征输入电压趋近于零的时刻；所述的基准电压为趋近于零的正电压；
[0009] 根据第一比较信号和工频周期，将所述的第一比较信号延迟四分之一个工频周 期，得到用于表征输入电压峰值时刻的延迟信号；
[0010] 将输入电压峰值时刻后的一个开关周期作为基准开关周期，根据基准开关周期来 限定反激式变换器工频周期内的开关频率。
[0011] 优选地，在输入电压峰值时刻后，反激式变换器的原边主功率开关管的导通时刻 至副边电流过零时刻得到一个所述基准开关周期。
[0012] 优选地，采用所述基准开关周期控制压控电流源，以实现对第一电容充电，所述第 一电容两端的电压表征了所述基准开关周期的时间。
[0013] 优选地，将第一电容两端的电压与第一斜坡信号进行比较，产生用于开通原边主 功率开关管的第一开通信号。
[0014] 优选地，完成对第一电容充电后，再由第一电容对第二电容充电，完成对第二电容 的充电后，第二电容上的电压用于表征所述基准开关周期的时间；将第二电容两端的电压 与第二斜坡信号进行比较，产生用于开通原边主功率开关管的第二开通信号。
[0015] 优选地，在输入电压峰值时刻到来之前，完成对第一电容放电，输入电压峰值时刻 后，更新基准开关周期，并再次对第一电容充电。
[0016] 本发明的另一技术解决方案是，提供一种以下结构的基于原边反馈的反激式变换 器的控制电路，包括
[0017] 米样电路，米样反激式变换器的输入电压，得到表征输入电压的输入电压米样信 号；
[0018] 比较电路，将所述输入电压采样信号与基准电压进行比较，得到第一比较信号，所 述的第一比较信号用于表征输入电压趋近于零的时刻；所述的基准电压为趋近于零的正电 压；
[0019] 其中，根据第一比较信号和工频周期，将所述的第一比较信号延迟四分之一个工 频周期，得到用于表征输入电压峰值时刻的延迟信号；
[0020] 将输入电压峰值时刻后的一个开关周期作为基准开关周期，根据基准开关周期来 限定反激式变换器工频周期内的开关频率。
[0021] 优选地，所述的控制电路还包括基准开关周期产生电路，所述的基准开关周期产 生电路包括第一触发器和第二触发器，所述的延迟信号输入第一触发器的置位端，将一复 位信号输入第一触发器的复位端，所述第一触发器输出峰值区间信号，将所述的峰值区间 信号与控制原边主功率开关管状态的PWM信号输入与门，所述与门的输入端接入第二触发 器的置位端，将表征副边电流过零的过零信号输入第二触发器的复位端，所述第二触发器 输出表征基准开关周期的限频周期信号。
[0022] 优选地，所述的控制电路还包括限频周期信号保持电路，所述的限频周期信号保 持电路包括压控电流源、第一电容和第二电容，采用所述限频周期信号控制压控电流源，以 实现对第一电容充电，所述第一电容两端的电压表征了所述基准开关周期的时间。
[0023] 优选地，完成对第一电容充电后，再由第一电容对第二电容充电，完成对第二电容 的充电后，第二电容上的电压用于表征所述基准开关周期的时间；将第二电容两端的电压 与第二斜坡信号进行比较，产生用于开通原边主功率开关管的第二开通信号。
[0024] 优选地，在输入电压峰值时刻到来之前，完成对第一电容放电，输入电压峰值时刻 后，更新限频周期信号，并再次对第一电容充电，在第一电容充电完成的瞬间对第二电容放 电，第二电容放电后，再由第一电容对其充电。
[0025] 采用本发明的电路结构和控制方法，与现有技术相比，具有以下优点：反激式变换 器的每个开关周期都采用基准开关周期，输入电压峰值时刻后的一个开关周期作为基准开 关周期，用限频周期信号表征，同时保持对所述限频周期信号的保持和更新，因此可以保持 每个开关周期的时间基本恒定，则可实现输入电流能够跟随输入电压，从而实现高功率因 数和低电流谐波分量。
【附图说明】
[0026] 图1为反激式变换器的基本电路结构图；
[0027] 图2为关断信号产生电路的结构示意图；
[0028] 图3为输入电压采样信号的工作波形图；
[0029]图4为工频周期内输入电压采样信号的变化趋势图；
[0030] 图5为基准开关周期产生电路的结构示意图；
[0031] 图6为峰值区间信号的波形示意图；
[0032] 图7为限频周期信号保持电路的结构示意图；
【具体实施方式】
[0033] 以下结合附图对本发明的优选实施例进行详细描述，但本发明并不仅仅限于这些 实施例。本发明涵盖任何在本发明的精神和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。
[0034] 为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说明了具体 的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。
[0035] 在下列段落中参照附图以举例方式更具体地描述本发明。需说明的是，附图均采 用较为简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的 目的。
[0036] 参考图1所示，示意了反激式变换器的基本原理图，所述的反激式变换器采用固 定导通时间控制模式，包括整流桥、由原边绕组NP和副边绕组NS组成的变压器TR、原边 主功率开关管Μ和控制电路，用于控制原边主功率开关管Μ的控制电路集成于芯片1C内， VSEN引脚为采样引脚，即通过辅助绕组Naux对输入电压Input进行采样，得到输入电压采 样信号VSEN，输入电压采样信号VSEN具体波形如图3所示。由DRV引脚输出PWM信号至 原边主功率开关管M，以控制其开关状态，若以高电平开通、低电平关断为例，则当副边电流 过零时，过零信号CZC置1，PWM信号为高电平；采样反激式变换器的输出电压，得到输出 电压采样信号，将输出电压采样信号与相应的参考电压进行误差处理，得到反馈补偿信号 Vcomp，将反馈补偿信号Vcomp与一斜坡信号（该信号与后面描述的第一斜坡信号、第二斜 坡信号非同一信号）进行比较，则产生关断信号RES(详见图2)，所述的关断信号RES形成 PWM信号的低电平部分，由于反馈补偿信号Vcomp相对恒定，故认为其为固定导通时间控制 模式。
[0037] 参考图2所示，示意了上述关断信号RES的产生电路，将反馈补偿信号Vcomp与 一斜坡信号分别输入比较器COM进行比较，产生关断信号RES，所述关断信号RES表征所述 PWM信号的关断部分。
[0038] 参考图3所示，示意了输入电压采样信号VSEN的波形，图中实际表征输入电压 Input的部分为ton部分，在ton期间，主功率开关管Μ导通，辅助绕组Naux与原边绕组NP 互感，也就是说，这个期间内的VSEN表征了该开关周期内的输入电压，虽然输入电压的变 化，每个开关周期的输入电压采样信号VSEN大小不同，但整体变换趋势跟随输入电压。图 中所示，ts'表征该开关周期的时间，ton之后，主功率开关管Μ关断，辅助绕组Naux与副边 绕组NS互感，即表征输出电压，过零信号CZC表征了副边电流过零的时刻。
[0039] 参考图4所示，示意了工频周期内输入电压采样信号VSEN的变化趋势，由于要得 到工频周期内输入电压峰值时刻附近的开关周期，所以需要寻找工频周期内输入电压峰值 位置，因峰值位置与零点位置V_L0W相差四分之一个工频周期，因此，可以通过寻找零点位 置来找到峰值位置，进而得到相应的时刻。可采用如下方法：设置趋近于